EA 027344B1 20170731

	Патентная документация ЕАПВ
Запрос:	ea000027344b*\id
Результат:	ID\|Номер и дата охранного документа

больше ...

Термины запроса в документе

Реферат

[RU]

1. Устройство (14, 920) для анализа состояния машины, имеющей часть, которая выполнена с возможностью вращения с частотой (f _ROT ) вращения, включающее первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (S _EA ) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (V _MD ), возникающих в результате вращения упомянутой части; аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (S _EA ) электрического измерения с исходной частотой (f _S ) дискретизации для формирования цифрового сигнала (S _MD , S _ENV , S _RED1 ) электрического измерения в ответ на принятый аналоговый сигнал (S _EA ) электрического измерения; устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (Р _(i) ) сигнала положения, для индикации моментальных угловых положений упомянутой вращающейся части и формирователь (601) значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи временной последовательности дискретных значений (Se(i), S(j)) упомянутого цифрового сигнала (S _MD , S _ENV , S _RED1 ) электрического измерения, временной последовательности упомянутых значений (P _(i) ) сигнала положения таким образом, что имеются угловые расстояния ( Δ-FI _p1-p2 , Δ-FI _p2-p3 ) и соответствующие интервалы ( Δ-T _p1-p2 ; Δ-T _p2-p3 ) времени между по меньшей мере тремя последовательными сигналами (P1, P2, Р3) положения, и временной информации (i, dt; j), так что индивидуальные дискретные значения (S _(j) ) данных измерений ассоциированы с данными, указывающими время (i, dt; j) и угловое положение (P _(i) ); при этом формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью при работе выполнять установление по меньшей мере двух моментальных значений (VT1; VT2) частоты вращения на основе упомянутых угловых расстояний ( Δ-FI _p1-p2 , Δ-FI _p2-p3 ) и упомянутых соответствующих интервалов ( Δ-T _p1-P2 ; Δ-T _p2-p3 ) времени, и упомянутое устройство для анализа состояния машины также содержит устройство (230; 290, 290Т; 294, 290, 290F) оценки для выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния; отличающееся тем, что формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью при работе выполнять установление дополнительных моментальных значений (f _ROT (i)) частоты вращения вращающейся части (8) при помощи интерполяции между по меньшей мере двумя моментальными значениями (VT1, VT2) частоты вращения таким образом, что интерполированное дополнительное моментальное значение (f _ROT (i)) частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записываемых дискретных значений (Se(i), S _(j) ) цифрового сигнала электрического измерения; и упомянутое устройство для анализа состояния машины дополнительно содержит дециматор (310, 470, 470В) для формирования второго цифрового сигнала (S _RED2 , R), имеющего пониженную частоту (f _SR2 ) дискретизации, в ответ на упомянутый цифровой сигнал (S _MD , S _ENV , S _RED1 ) данных измерений, при этом упомянутый дециматор (470, 470В) выполнен с возможностью понижения частоты дискретизации в зависимости от упомянутого интерполированного дополнительного моментального значения (f _ROT (j), VT1, VT2, f _ROT ) частоты вращения, при этом указанное устройство (230; 290, 290Т; 294, 290, 290F) оценки выполнено с возможностью выполнения указанной функции (F1, F2, Fn) анализа состояния в зависимости от упомянутого второго цифрового сигнала (S _RED2 ).

2. Устройство (14, 920) по п.1, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#70) первого значения (VT1) частоты вращения в зависимости от углового расстояния ( Δ-FI _p1-p2 ) между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения, а также в зависимости от соответствующего первого интервала ( Δ-T _p1-p2 ) времени; и формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#100) второго моментального значения (VT2) частоты вращения в зависимости от углового расстояния ( Δ-FI _p2-p3 ) между первым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения, а также в зависимости от соответствующего второго интервала ( Δ-T _p2-p3 ) времени; при этом формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) дополнительных моментальных значений частоты вращения вращающейся части (8) при помощи интерполяции между, по меньшей мере, первым моментальным значением (VT1) частоты вращения и вторым моментальным значением (VT2) частоты вращения.

3. Устройство (14, 920) по п.1 или 2, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью вычисления первого моментального значения (VT1) частоты вращения как VT1=1/(n _diff1 ∙dt), где VT1 - первое моментальное значение частоты вращения, n _diff1 - количество временных слотов между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения; и dt - длительность временного слота.

4. Устройство (14, 920) по любому из пп.1, 2 или 3, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью назначения (S#80) первого моментального значения (VT1, V _(t1) ) в первый серединный временной слот (t1), находящийся посередине между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения.

5. Устройство (14, 920) по любому из пп.1, 2, 3 или 4, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью вычисления (S100) второго моментального значения (VT2) частоты вращения как VT2= 1/(n _diff2 ∙ dt), где VT2 - второе моментальное значение частоты вращения, n _diff2 - количество временных слотов между вторым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения и dt - длительность временного слота.

6. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-5, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью назначения (S#110) второго моментального значения (VT2, V _(t2) ) частоты вращения во второй временной слот (t2), находящийся посередине между вторым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения.

7. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-6, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления первого значения (а12) ускорения как а12 = (VT2-VT1)/((i _VT2 - i _VT1 ) ∙ dt), где i _VT1 - число, указывающее временной слот, который связан с первым моментальным значением VT1 частоты вращения; i _VT2 - число, указывающее временной слот, который связан со вторым моментальным значением VT2 частоты вращения; и dt - длительность временного слота.

8. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-7, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений (V( _t12) ) частоты вращения в зависимости от упомянутого первого значения (а12) ускорения.

9. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-8, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений (V(t ₁₂ )) частоты вращения в соответствии со следующим уравнением: V(t ₁₂ ) = V(t ₁ ) + a ∙ (t12 -t1), где t12 - момент времени после первого серединного временного слота t1 и перед вторым серединным временным слотом (t2); V _(t12) - значение частоты вращения, указывающее частоту вращения в момент t ₁₂ времени; и V _(t1) - первое моментальное значение частоты вращения.

10. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-8, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений частоты вращения при помощи линейной интерполяции.

11. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-8, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений частоты вращения при помощи нелинейной интерполяции.

12. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-11, также содержащее выделитель для выполнения автокорреляции упомянутого второго цифрового сигнала (S _RED2 ) с получением автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (f _SR2 ) дискретизации; при этом упомянутое устройство (290Т) оценки выполнено с возможностью выполнения указанной функции (F1, F2, Fn, 290T) анализа с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О).

13. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-11, также содержащее выделитель для выполнения автокорреляции упомянутого второго цифрового сигнала (S _RED2 ) с получением автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (f _SR2 ) дискретизации; преобразователь (294, 94) для выполнения быстрого преобразования Фурье (294, 94) с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного сигнала с получением автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области, при этом упомянутое устройство (290Т) оценки выполнено с возможностью выполнения указанной функции (F1, F2, Fn, 290F) анализа с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в частотной области.

14. Способ анализа состояния машины, имеющей вращающуюся часть, в котором формируют сигнал (Ер) положения, указывающий угловое положение упомянутой вращающейся части; формируют аналоговый сигнал (S _EA ) измерений в зависимости от механических вибраций, возникающих в результате вращения упомянутой части; выполняют дискретизацию упомянутого аналогового сигнала (S _EA ) измерений для формирования цифрового сигнала (S _MD ) данных измерений, имеющего частоту (f _S , f _SR1 ) дискретизации, в ответ на упомянутый аналоговый сигнал (S _EA ) измерений; выполняют прореживание цифрового сигнала (S _MD ) данных измерений для получения цифрового сигнала (S _RED2 ), имеющего пониженную частоту (f _SR2 ) дискретизации; выполняют функцию (F1, F2, Fn) анализа состояния для анализа состояния машины в зависимости от упомянутого цифрового сигнала (S _RED , S _RED2 , О), имеющего пониженную частоту (f _SR1 , f _SR2 ) дискретизации; при этом упомянутое прореживание включает запись временной последовательности дискретных значений (Se(i), S _(j) ) упомянутого цифрового сигнала (S _MD ) данных измерений и запись временной последовательности значений (P _(i) ) упомянутого сигнала (Ер) положения таким образом, что имеется первое временное соотношение (n _diff , n _diff1 , n _diff2 ) между по меньшей мере некоторыми из записанных значений (Р _(i) ), и таким образом, что имеется второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (P _(i) ) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных дискретных значений (Se(i), S _(j) ) цифрового сигнала данных измерений; формируют значение, указывающее изменение (df _ROT , а, a _1-2 , а _2-3 ) частоты вращения упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от упомянутого первого временного соотношения (n _diff , n _diff1 , n _diff2 ); формируют при помощи интерполяции значение (V _(j) , F _ROT (j)) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8) в зависимости от упомянутого значения, указывающего изменение (df _ROT , а, а _1-2 , а _2-3 ) частоты вращения и определенного значения времени, таким образом, что сформированное значение (V _(j) , F _ROT (j)) частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных дискретных значений (Se(i), S _(j) ) цифрового сигнала данных измерений; при этом упомянутое прореживание выполняют в зависимости от упомянутого значения (VT1, VT2, f _ROT ) частоты вращения.

15. Способ по п.14, в котором упомянутое определенное значение времени зависит от упомянутого второго временного соотношения.

16. Способ по п.14, в котором упомянутое определенное значение времени представляет собой упомянутое второе временное соотношение.

17. Способ по любому из предшествующих пунктов, в котором шаг записи временной последовательности значений (P _(i) ) сигнала (Ер) положения включает следующие шаги: запись первого значения (P1 _(i) ) упомянутого сигнала (Ер) положения и информации, указывающей время появления упомянутого первого значения (Р1 _(i) ) сигнала положения; запись второго значения (P2 _(i) ) упомянутого сигнала (Ер) положения и информации, указывающей время появления упомянутого первого значения (P2 _(i) ) сигнала положения; при этом способ также включает следующий шаг: установление первого значения (VT1) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8) в первый момент времени между появлением упомянутого первого значения (Р1 _(i) ) сигнала положения и появлением упомянутого второго значения (P2 _(i) ) сигнала положения.

18. Способ по п.17, включающий также идентификацию выбранного записанного значения (S(j)) данных измерений и идентификацию момента (i, j) регистрации упомянутого выбранного записанного значения (Se(i), S(j)) данных измерений; установление значения ( Δt), указывающего первый временной интервал от упомянутого первого момента времени до упомянутого момента (i, j) регистрации выбранного записанного значения (Se(i), S(j)) данных измерений; установление второго значения (Vp30, Vp40, Vp50, Vp60, f _ROT ) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части в упомянутый момент (i, j) регистрации в зависимости от упомянутого первого значения (VT1) частоты вращения, упомянутого первого интервала времени, и информации, указывающей изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени.

19. Способ по п.18, в котором упомянутая информация, указывающая изменение частоты вращения в течение первого интервала времени, представляет собой упомянутое значение, указывающее ускорение (а, а _1-2 , а _2-3 ).

20. Способ по п.18, в котором упомянутая информация, указывающая изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени, представляет собой упомянутое значение, указывающее изменение (df _ROT , a, a _1-2 , а _2-3 ) частоты вращения.

21. Способ по любому из пп.14-20, в котором шаг выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния включает выполнение автокорреляции упомянутого цифрового сигнала (S _RED , S _RED2 ), имеющего пониженную частоту (f _SR1 , f _SR2 ) дискретизации, для получения автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (f _SR2 ) дискретизации; и выполнение функции (F1, F2, Fn, 290T) с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного сигнала для анализатора (290Т) состояния.

22. Способ по любому из пп.14-20, в котором шаг выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния включает выполнение автокорреляции упомянутого цифрового сигнала (S _RED , S _RED2 ), имеющего пониженную частоту (f _SR1 , f _SR2 ) дискретизации, для получения автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (f _SR2 ) дискретизации; выполнение быстрого преобразования (294, 94) Фурье с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного сигнала для устройства (294, 94) быстрого преобразования Фурье для получения автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области и выполнение функции (F1, F2, Fn, 290T) анализа с использованием автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области в качестве входного сигнала для анализатора (290F) состояния.

23. Способ по любому из пп.14-22, в котором указанная интерполяция является линейной интерполяцией.

24. Способ по любому из пп.14-22, в котором указанная интерполяция является нелинейной интерполяцией.

Полный текст патента

(57) Реферат / Формула:

23. Способ по любому из пп.14-22, в котором указанная интерполяция является линейной интерполяцией.

24. Способ по любому из пп.14-22, в котором указанная интерполяция является нелинейной интерполяцией.

Евразийское 027344 (13) B1
патентное
ведомство
(12) ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ К ЕВРАЗИЙСКОМУ ПАТЕНТУ
(45) Дата публикации и выдачи патента 2017.07.31
(21) Номер заявки 201491377
(22) Дата подачи заявки
2013.01.30
(51) Int. Cl.
G01H1/00 (2006.01) G01M13/00 (2006.01) G01P3/44 (2006.01) G06F 7/06 (2006.01)
(54) УСТРОЙСТВО И СПОСОБ ДЛЯ АНАЛИЗА СОСТОЯНИЯ МАШИНЫ, ИМЕЮЩЕЙ ВРАЩАЮЩУЮСЯ ЧАСТЬ
(56) US-A1-20090164142 US-A-4912661 US-A1-20030182071 US-B1-6332116 US-A1-20080033695 US-B1-6874364 US-A9-20100288051
(31) 1250061-7; 61/592,070
(32) 2012.01.30
(33) SE; US
(43) 2015.01.30
(86) PCT/SE2013/050079
(87) WO 2013/115716 2013.08.08
(71) (73) Заявитель и патентовладелец:
С.П.М. ИНСТРУМЕНТ АБ (SE)
(72) Изобретатель:
Хедин Ларс-Олов (SE)
(74) Представитель:
Поликарпов А.В. (RU)
(57) Устройство для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой (fRar), включает первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части; аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fs) дискретизации для формирования цифрового сигнала (SMD, SENV, SRED1) электрического измерения в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения; устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (Pq) сигнала положения, для указания моментальных угловых положений вращающейся части, и формирователь (601) значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи временной последовательности упомянутых значений (Рй) сигнала положения таким образом, что имеются угловые расстояния (A-FIp1-p2, A-FIp2-p3) и соответствующие интервалы (A-Tp1-p2; A-Tp2-p3) времени между по меньшей мере тремя последовательными сигналами (Р1, Р2, Р3) положения, при этом дополнительные значения моментальной частоты вращения для вращающейся части (8) устанавливают при помощи интерполяции по меньшей мере между двумя моментальными значениями (VT1, VT2) частоты вращения.
Область техники
Настоящее изобретение относится к способу анализа состояния машины и к устройству для анализа состояния машины. Также настоящее изобретение относится к системе, имеющей в своем составе подобное устройство, и к способу управления таким устройством. Настоящее изобретение относится также к компьютерной программе, обеспечивающей выполнение функции анализа компьютером.
Уровень техники
Машины, имеющие подвижные части, со временем подвержены износу, что часто приводит к ухудшению состояния машины. Примерами машин с подвижными частями являются двигатели, насосы, генераторы, токарные станки и станки с ЧПУ. Эти подвижные части могут включать валы и подшипники.
В целях предотвращения отказов машины проводят техническое обслуживание, объем которого зависит от состояния машины. Следовательно, предпочтительным является периодическая оценка рабочего состояния таких машин.
Сущность изобретения
Один из аспектов настоящего изобретения относится к задаче обеспечения профилактики непредвиденных выходов машины из строя вследствие механического износа или повреждения машины, имеющей часть, которая вращается с определенной частотой. А именно, один из аспектов настоящего изобретения относится к задаче обеспечения повышенной эффективности обнаружения механического износа или повреждений в машине, имеющей часть, которая вращается с определенной частотой.
Данная задача решается при помощи устройства для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой вращения, при этом устройство включает
первый датчик, выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала электрического измерения в зависимости от механических вибраций, возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь, выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала электрического измерения с исходной частотой дискретизации с целью формирования цифрового сигнала электрического измерения в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал электрического измерения;
устройство для формирования сигнала положения, имеющего последовательность значений сигнала положения, для указания на моментальные угловые положения упомянутой вращающейся части; и
формирователь значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи
временной последовательности значений упомянутого цифрового сигнала измерений,
временной последовательности упомянутых значений сигнала положения таким образом, что присутствуют угловые расстояния и соответствующие временные интервалы по меньшей мере между тремя последовательными сигналами положения, и
информации о времени, такой, чтобы индивидуальные значения могли быть ассоциированы с данными, указывающими на время, и с угловым положением; и при этом
формирователь значений частоты вращения выполняет установление по меньшей мере двух значений моментальной частоты вращения на основе упомянутых угловых расстояний,
формирователь значений частоты вращения выполняет установление дополнительных значений моментальной частоты вращения для вращающейся части при помощи интерполяции между по меньшей мере двумя значениями моментальной частоты вращения таким образом, что интерполированное дополнительное значение моментальной частоты вращения указывает на частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных значений дискретизации измерений;
дециматор для формирования второго цифрового сигнала, имеющего пониженную частоту дискретизации, в ответ на упомянутый цифровой сигнал данных измерений, причем упомянутый дециматор выполнен с возможностью выполнения упомянутого понижения частоты дискретизации в зависимости от упомянутого интерполированного дополнительного значения моментальной частоты вращения,
устройство оценки для выполнения функции анализа состояния машины в зависимости от упомянутого второго цифрового сигнала.
Данное решение, что является его преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники, позволяет обеспечить предоставление временной последовательности значений данных измерений, в которой каждое отдельное значение данных измерений ассоциировано со значением частоты вращения, указывающим частоту вращения упомянутой вращающейся части в момент регистрации значения сигнала датчика, соответствующего этому значению данных. Применение интерполяции для формирования значений частоты вращения позволяет обеспечить необходимо малый уровень погрешности даже во время фазы ускорения.
Согласно варианту осуществления формирователь значений частоты вращения выполняет установление указанных дополнительных значений моментальной частоты вращения при помощи линейной интерполяции. Согласно другому варианту осуществления формирователь значений частоты вращения выполняет установление указанных дополнительных значений моментальной частоты вращения при помощи нелинейной интерполяции.
Обеспечение последовательности значений данных измерений, ассоциированных с соответствую
щими значениями частоты вращения, имеющими малый уровень погрешности, позволяет обеспечить повышенную эффективность в отношении снижения или устранения "размытия" значений данных измерений последующим процессом прореживания в течение фазы ускорения. Снижение или устранение "размытия" значений данных измерений, возникающего в результате понижения частоты дискретизации, обеспечивает повышенную эффективность функции анализа состояния. Следовательно, элементы такого решения во взаимодействии друг с другом позволяют повысить эффективность обнаружения механического износа или повреждений в машине, имеющей часть, которая вращается с переменной частотой.
Краткое описание чертежей
Для упрощения понимания настоящего изобретения оно будет описано с помощью примеров и со ссылками на приложенные чертежи, среди которых
фиг. 1 иллюстрирует эскизную блок-схему одного из вариантов осуществления системы 2 анализа состояния в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения;
на фиг. 2А показана эскизная блок-схема одного из вариантов осуществления части системы 2 анализа состояния, показанной на фиг. 1;
фиг. 3 представляет собой упрощенную иллюстрацию датчика измерения ударных импульсов в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения;
фиг. 4 представляет собой упрощенную иллюстрацию одного из вариантов осуществления памяти 60 и ее содержимого;
фиг. 5 представляет собой эскизную блок-схему одного из вариантов осуществления устройства анализа, расположенного на клиентском объекте с машиной 6, имеющей подвижный вал;
на фиг. 6 показана эскизная блок-схема одного из вариантов осуществления препроцессора в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения;
на фиг. 7 проиллюстрирован один из вариантов осуществления устройства 230 оценки;
на фиг. 8 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления устройства 230 оценки;
на фиг. 9 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления препроцессора 200;
фиг. 10А представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую варианты осуществления способа выделения периодических сигнальных структур из сигналов;
фиг. 10В представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую способ формирования выходного цифрового сигнала;
на фиг. 10С проиллюстрирован один из вариантов осуществления выделителя;
на фиг. 10D проиллюстрированы сигналы в соответствии с одним из вариантов осуществления упомянутого способа выделения;
фиг. 10Е иллюстрирует один из вариантов осуществления способа работы пользовательского интерфейса выделителя;
фиг. 10F иллюстрирует один из вариантов осуществления способа функционирования выделителя; на фиг. 10G проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления выделителя 320; фиг 10Н представляет собой таблицу, иллюстрирующую часть вычислений значений выходного сигнала;
на фиг. 11 эскизно проиллюстрирована первая память, имеющая несколько адресов памяти;
на фиг. 12 эскизно проиллюстрирована вторая память, имеющая несколько адресов t памяти;
фиг. 13 представляет собой эскизную иллюстрацию одного из примеров выходного сигнала SMDp, включающего две периодические сигнатуры сигнала;
фиг. 14А иллюстрирует набор значений отсчетов в сигнале, поданном на вход дециматора 310;
Фиг. 14В иллюстрирует выходные значения дискретизации за соответствующий период времени.
на фиг. 15А проиллюстрирован дециматор в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения;
на фиг. 15В проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления настоящего изобретения;
на фиг. 16 проиллюстрирован один из вариантов осуществления настоящего изобретения, включающий дециматор и выделитель в соответствии с предшествующим описанием, а также нецелочисленный дециматор;
на фиг. 17 проиллюстрирован один из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора; на фиг. 18 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора; на фиг. 19А проиллюстрирован дециматор и еще один из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора;
фиг. 19В представляет собой блок-схему одного из вариантов осуществления формирователя 601 значений частоты вращения;
фиг. 19С представляет собой упрощенную иллюстрацию одного из вариантов осуществления памяти 602 и ее содержимого;
фиг. 19D представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую один из вариантов осуществления способа функционирования формирователя 601 значений частоты вращения, показанного на фиг.
19В;
фиг. 19Е представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую один из вариантов способа
выполнения шага S#40 фиг. 19D;
фиг. 19F представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую еще один из вариантов способа выполнения шага S#40 фиг. 19D;
фиг. 19G представляет собой график, иллюстрирующий серию последовательных по времени сигналов положения и результат выполнения способа в соответствии с одним из вариантов осуществления формирователя значений частоты вращения, который обеспечивает преимущество по сравнению с существующим уровнем техники;
фиг. 20 представляет собой блок-схему дециматора и еще одного из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора;
фиг. 21 представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую один из вариантов осуществления способа функционирования дециматора и нецелочисленного дециматора фиг. 20;
фиг. 22А, 22В и 22С описывают способ, который может быть реализован в форме компьютерной программы;
фиг. 23 представляет собой вид спереди, иллюстрирующий систему планетарной передачи;
фиг. 24 представляет собой эскизный вид сбоку системы 700 планетарной передачи фиг. 23, при взгляде в направлении стрелки SW на фиг. 23;
фиг. 25 иллюстрирует пример, в котором используется аналоговый сигнал, формируемый и выдаваемый препроцессором 200 (см. фиг. 5 или 16) в ответ на сигналы, регистрируемые по меньшей мере одним датчиком 10 при вращении системы планетарной передачи;
фиг. 26 иллюстрирует один из примеров фрагмента высокоамплитудной области 702А сигнала, показанного на фиг. 25;
фиг. 27 иллюстрирует один из примеров частотного спектра сигнала, включающего малое периодическое возмущение 903 в соответствии с иллюстрацией фиг. 26;
фиг. 28 иллюстрирует один из примеров фрагмента сигнала, показанного на фиг. 25;
на фиг. 29 проиллюстрирован еще одни из вариантов осуществления системы анализа состояния в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения;
фиг. 30 представляет собой блок-схему, иллюстрирующую составные части подсистемы обработки сигналов фиг. 29 вместе с пользовательским интерфейсом и дисплеем;
фиг. 31 представляет собой эскизную иллюстрацию контроллера параметров.
Подробное описание вариантов осуществления изобретения
В дальнейшем описании аналогичные элементы в различных вариантах осуществления настоящего изобретения могут обозначаться одними и теми же числовыми обозначениями.
На фиг. 1 показана эскизная блок-схема одного из вариантов осуществления системы 2 анализа состояния в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения. Цифрой 4 обозначен клиентский объект с машиной 6, имеющей подвижную часть 8. Эта подвижная часть может включать подшипники 7 и вал 8, которые вращаются при работе машины. Рабочее состояние вала 8 или подшипника 7 может определяться на основе вибраций, которые исходят от вала и/или подшипника при вращении вала. Клиентский объект 4, который может также называться стороной клиента или стороной пользователя, может, например, представлять собой, помещения ветряной электростанции, например группу ветровых турбин в одном местоположении, или помещения целлюлозно-бумажного завода, или другого производственного предприятия, имеющего машины с подвижными частями.
Один из вариантов осуществления системы 2 анализа состояния функционирует с датчиком 10, установленным в точке 12 измерения (или в ее окрестности) на корпусе машины 6. На фиг. 1 показано только две точки 12 измерения, но нужно понимать, что объект 4 может включать любое количество точек 12 измерения. Система 2 анализа состояния, показанная на фиг. 1, включает устройство 14 анализа для анализа состояния машины на основе значений измерений, предоставляемых датчиком 10.
Устройство 14 имеет коммуникационный порт 16 для двунаправленного обмена данными. Коммуникационный порт 16 может иметь соединение с сетью 18 связи, например, через информационный интерфейс 19. Сеть 18 может представлять собой всемирную сеть, называемую также Интернет. Сеть 18 связи может также включать телефонную коммутируемую сеть общего пользования.
Серверный компьютер 20 соединен с сетью 18 связи. Сервер 20 может включать базу 22 данных, интерфейсы 24 пользовательского ввода-вывода и оборудование 26 обработки данных, а также коммуникационный порт 29. Серверный компьютер 20 расположен на объекте, который географически расположен отдельно от клиентского объекта 4. Объект 28 с сервером может быть расположен в первом городе, например в Стокгольме, столице Швеции, а клиентский объект может находиться в другом городе, например в Штутгарте (Германия) или в Детройте (штат Мичиган, США). Альтернативно, объект 28 с сервером может располагаться в одной части города, а клиентский объект может располагаться в другой части того же города. Объект 28 с сервером может также называться стороной 28 поставщика или объектом 28 на стороне поставщика.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения объект 31 центрального управления включает управляющий компьютер 33, имеющий оборудование и программное обеспечение для обработки данных и предназначенный для наблюдения за множеством машин на клиентском
объекте 4. Машины 6 могут представлять собой ветровые турбины или коробки передач, применяемые в ветровых турбинах. Альтернативно, машины могут представлять собой, например, машинное оборудование целлюлозно-бумажного завода. Управляющий компьютер 33 может включать базу 22В данных, интерфейсы 24В пользовательского ввода-вывода и оборудование 26В обработки данных, а также коммуникационный порт 29В. Объект 31 центрального управления может географически находиться на удалении от клиентского объекта 4. При помощи коммуникационного порта 29В управляющий компьютер 33 может иметь соединение, позволяющее осуществлять связь с устройством 14 анализа через порт 16. Устройство 14 анализа может предоставлять данные, прошедшие частичную обработку, что позволяет выполнять дальнейшую обработку и/или анализ сигнала на центральном объекте 31 с помощью управляющего компьютера 33.
Компания-поставщик занимает объект 28 на стороне поставщика. Компания-поставщик может продавать и обеспечивать доставку устройств 14 анализа и/или программного обеспечения для использования в устройстве 14 анализа. Компания-поставщик может также продавать программное обеспечение для анализа, используемое в управляющем компьютере на объекте 31 центрального управления, и обеспечивать его доставку. Программное обеспечение 94, 105 анализа описано ниже в связи с фиг. 4. Доставка программного обеспечения 94, 105 анализа может обеспечиваться при помощи передачи по упомянутой сети 18 связи.
В соответствии с одним из вариантов осуществления системы 2 устройство 14 является портативным устройством, которое может время от времени подключаться к сети 18 связи.
В соответствии с другим вариантом осуществления системы 2 устройство 14 может практически непрерывно принимать сигнал измерений от датчика 10, чтобы обеспечивать непрерывный или практически непрерывный контроль состояния машины. В соответствии с таким вариантом осуществления настоящего изобретения устройство 14 может быть способным практически непрерывно осуществлять связь с управляющим компьютером 33, находящимся на управляющем объекте 31. Следовательно, устройство 14 в соответствии с данным вариантом осуществления настоящего изобретения может быть практически в любой момент быть оперативно доступным для связи с управляющим компьютером 33, находящимся на управляющем объекте 31.
В соответствии с одним из вариантов осуществления системы 2, устройство 14 имеет соединение с сетью 18 связи практически непрерывно. Следовательно, устройство 14 в соответствии с данным вариантом осуществления настоящего изобретения может быть практически в любой момент быть оперативно доступным для связи с компьютером 20 поставщика и/или с управляющим компьютером 33, находящимся на управляющем объекте 31.
На фиг. 2А показана эскизная блок-схема одного из вариантов осуществления части системы 2 анализа состояния, показанной на фиг. 1. Система анализа состояния в соответствии с иллюстрацией фиг. 2А включает измерительный блок 10 для формирования значения измерений. Значение измерений может зависеть от перемещений или, точнее, от вибраций или ударных импульсов, вызываемых подшипниками при вращении вала.
Один из вариантов осуществления системы 2 анализа состояния функционирует с устройством 30, неподвижно закрепленным в точке 12 измерения на корпусе машины 6. Устройство 30, устанавливаемое в точке измерения, может называться зондом 30. Зонд 30 может включать соединительный разъем 32, к которому, с возможностью съема, крепится измерительный блок 10. Соединительный разъем 32 может, к примеру, включать двойную начальную резьбу для обеспечения механического сопряжения измерительного блока с зондом при помощи вращения на 1/4 оборота.
Измерительная точка 12 может иметь снабженное резьбой углубление в корпусе машины. Зонд 30 может представлять собой удлиненную деталь с резьбой, соответствующей резьбе углубления, что позволяет надежно крепить зонд 30 к точке измерения путем его вкручивания в углубление подобно болту. Альтернативно, точка измерения может включать снабженное резьбой углубление в корпусе машины, а измерительный блок 10 может включать соответствующую резьбу и непосредственно вкручиваться в углубление. Альтернативно, точка измерения может быть помечена на корпусе машины только с помощью маркировки краской.
Машина 6, пример которой показан на фиг. 2А, может иметь вращающийся вал с определенным диаметром d1. Вал в машине 24 может вращаться при использовании машины 6 с частотой V1 вращения.
Измерительный блок 10 может подключаться к устройству 14 для анализа состояния машины. В соответствии с фиг. 2А устройство 14 анализа включает измерительный интерфейс 40 для приема сигнала или данных измерений, формируемых датчиком 10. Измерительный интерфейс 40 связан со средствами 50 обработки данных, способными управлять работой устройства 14 анализа в соответствии с программным кодом. Также средства 50 обработки данных связаны с памятью 60, предназначенной для хранения упомянутого программного кода.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения измерительный интерфейс 40 включает вход 42 для приема аналогового сигнала, при этом вход 42 имеет соединение с аналого-цифровым преобразователем (АЦП) 44, цифровой выход 48 которого имеет соединение со средствами 50 обработки данных. АЦП 44 дискретизирует принятый аналоговый сигнал с определенной часто
той fS дискретизации и предоставляет цифровой сигнал SMD данных измерений, имеющий определенную частоту дискретизации fS, при этом амплитуда каждого отсчета дискретизации зависит от амплитуды принятого аналогового сигнала в момент дискретизации.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения упомянутый датчик представляет собой датчик измерения ударных импульсов. Фиг. 3 представляет собой упрощенную иллюстрацию датчика 10 измерения ударных импульсов в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения. В соответствии с данным вариантом осуществления настоящего изобретения датчик включает деталь 110, имеющую определенную массу или вес, и пьезоэлектрический элемент 120. Пьезоэлектрический элемент 120 обладает некоторой гибкостью, т.е. может сокращаться и расширяться под воздействием внешних сил. Пьезоэлектрический элемент 120 имеет электропроводные слои 130 и 140, расположенные, соответственно, на противоположных поверхностях. При сжатии и растяжении пьезоэлектрического элемента 120 он вырабатывает электрический сигнал, снимаемый проводящими слоями 130 и 140. То есть механическая вибрация преобразуется в аналоговый сигнал SEA электрического измерения, который выдается на выходные контакты 145, 150. Пьезоэлектрический элемент 120 может быть расположен между весом 110 и поверхностью 160, которая при работе устройства физически крепится к точке 12 измерения в соответствии с иллюстрацией фиг. 3.
Датчик 10 измерения ударных импульсов имеет заранее заданную частоту механического резонанса, которая зависит от таких механических характеристик датчика, как масса m массивной детали 110, а также упругости пьезоэлектрического элемента 120. Соответственно, пьезоэлектрический элемент обладает упругостью и постоянной k жесткости. Частота fRM механического резонанса датчика также зависит, соответственно, от массы m и постоянной k жесткости. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частота механического резонанса датчика может быть определена с помощью следующего уравнения:
fRM = l/(2TT)V(k/m) <1)
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения фактическая частота механического резонанса датчика 10 измерения ударных импульсов может также зависеть от других факторов, таких как способ крепления датчика 10 к корпусу машины 6.
Резонансный датчик 10 измерения ударных импульсов, таким образом, является особенно чувствительным к вибрациям с частотой, равной частоте fR^ механического резонанса или близкой к ней. Датчик 10 измерения ударных импульсов может быть сконструирован таким образом, чтобы частота fRM механического резонанса находилась в диапазоне от 28 до 37 кГц. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения частота fR^ механического резонанса находится в диапазоне от 30 до
35 кГц.
Соответственно, аналоговый сигнал электрического измерения имеет электрическую амплитуду, которая может быть различной в разных частях частотного спектра. В целях описания теоретических принципов работы устройства можно допустить, что датчик 10 измерения ударных импульсов подвергается механическим вибрациям с одинаковой амплитудой на всех частотах, к примеру от 1 Гц до 200000 кГц, тогда амплитуда аналогового сигнала SEA на выходе датчика измерения ударных импульсов будет иметь максимум на частоте механического резонанса, поскольку датчик будет резонировать при "толчках" с этой частотой.
АЦП 44 дискретизирует принимаемый аналоговый сигнал SEA с определенной частотой fS дискретизации и предоставляет на выходе цифровой сигнал SMD данных измерений, имеющий определенную частоту дискретизации fS, при этом амплитуда каждого отсчета дискретизации зависит от амплитуды принятого аналогового сигнала в момент дискретизации.
В соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения сигнал SMD передается в средства 180 цифровой обработки сигналов (см. фиг. 5).
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения средства 180 цифровой обработки сигналов включают процессор 50 данных и программный код, обеспечивающий выполнение цифровой обработки сигналов процессором 50 данных. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения процессор 50 реализован с помощью цифрового сигнального процессора. Цифровой сигнальный процессор может также обозначаться как DSP (Digital Signal Processor).
В соответствии с иллюстрацией фиг. 2А средства 50 обработки данных связаны с памятью 60, предназначенной для хранения упомянутого программного кода. Память 60 программ является предпочтительно энергонезависимой памятью. Память 60 может представлять собой память в режиме чтения и записи, т.е. позволяющей осуществлять и чтение данных из памяти, и запись новых данных в память 60. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения память 60 программ реализована с помощью флэш-памяти. Память 60 программ может включать первый сегмент 70 памяти для хранения первого подмножества программного кода 80, исполняемого для управления устройством 14 в целях выполнения его основных операций (фиг. 2А и 4). Память программ может также включать второй сегмент 90 памяти для хранения второго подмножества программного кода 94. Второе подмножество программного кода 94 во втором сегменте памяти 90 может включать программный код для обеспечения обработки регистрируемого сигнала или сигналов устройством анализа с целью формирования предва
рительно обработанного сигнала или набора предварительно обработанных сигналов. Память 60 может также включать третий сегмент 100 памяти для хранения третьего подмножества программного кода 104. Это подмножество программного кода 104 в третьем сегменте 100 памяти может включать программный код для обеспечения выполнения выбранной функции 105 анализа устройством анализа. При выполнении функции анализа может обеспечиваться предоставление устройством анализа соответствующих результатов анализа в пользовательском интерфейсе 106 или предоставление результатов анализа в порт 16 (см. фиг. 1 и 2А, а также фиг. 7 и 8).
Также средства 50 обработки данных связаны с памятью 52, допускающей чтение и запись и предназначенной для хранения данных. При этом средства 50 обработки данных могут быть соединены с интерфейсом 54 связи устройства анализа. Интерфейс связи 54 устройства анализа обеспечивает двунаправленную связь с интерфейсом 56 связи точки измерения, который крепится в точке измерения или поблизости от нее, на машине.
Точка 12 измерения может иметь в своем составе соединительный разъем 32, носитель 58 информации, допускающий чтение и запись, а также интерфейс 56 связи точки измерения.
Допускающий запись носитель 58 информации и интерфейс 56 связи точки измерения могут быть выполнены в отдельном устройстве 59, устанавливаемом вблизи зонда 30 в соответствии с иллюстрацией фиг. 2. Альтернативно, записываемый носитель 58 информации и интерфейс 56 связи точки измерения могут быть выполнены в зонде 30. Это более подробно описано в документе WO 98/01831, содержимое которого полностью включено в настоящий документ путем ссылки.
Система 2 выполнена с возможностью обеспечения двунаправленной связи между интерфейсом 56 связи точки измерения и интерфейсом 54 связи устройства анализа. Интерфейс 56 связи точки измерения и интерфейс 54 связи устройства анализа предпочтительно выполнены с возможностью обеспечения беспроводной связи. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения интерфейс связи точки измерения и интерфейс связи устройства анализа выполнены с возможностью связи друг с другом при помощи радиочастотных сигналов. В состав данного варианта осуществления настоящего изобретения входит антенна в интерфейсе 56 связи точки измерения и еще одна антенна в интерфейсе 54 связи устройства анализа.
Фиг. 4 представляет собой упрощенную иллюстрацию одного из вариантов осуществления памяти 60 и ее содержимого. Данная упрощенная иллюстрация предназначена для пояснения общего принципа хранения различных программных функций в памяти 60 и не обязательно является технически корректным описанием способа хранения программ в реальном запоминающем устройстве. В первом сегменте 70 памяти хранится программный код для управления устройством 14 анализа с целью выполнения им основных операций. На упрощенной иллюстрации фиг. 4 показан псевдокод, однако нужно понимать, что программный код 80 может состоять из машинного кода или программного кода любого уровня, который может исполняться или интерпретироваться средствами 50 обработки данных (фиг. 2А).
Во втором сегменте 90 памяти, проиллюстрированном на фиг. 4, хранится второе подмножество программного кода 94. Программный код 94 в сегменте 90 при запуске в средствах 50 обработки данных обеспечивает выполнение устройством 14 анализа определенной функции, например функции цифровой обработки сигналов. Эта функция может включать более сложную математическую обработку цифрового сигнала SMD данных измерений. В соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения программный код 94 выполнен с возможностью обеспечения выполнения средствами 50 обработки данных функций обработки сигналов, описанных в связи с фиг. 5, 6, 9 и/или 16 настоящего документа.
Как отмечалось выше в отношении фиг. 1, компьютерная программа для управления функционированием устройства анализа может загружаться с серверного компьютера 20. Это означает, что загружаемая программа передается по сети 18 связи. Передача может осуществляться при помощи модуляции несущей волны с целью передачи программы по сети 18 связи. Соответственно, принятая программа может загружаться в цифровую память, например память 60 (см. фиг. 2А и 4). Следовательно, программа 94 обработки сигналов и/или программа 104, 105 функции анализа могут быть приняты через коммуникационный порт, например порт 16 (фиг. 1 и 2А), и загружены в память 60. Аналогично, программа 94 обработки сигналов и/или программа 104, 105 функции анализа могут быть приняты через коммуникационный порт 29В (фиг. 1) и загружены в область памяти программ в компьютере 26В или в базу 22В данных.
Один из аспектов настоящего изобретения относится к компьютерному программному продукту, например средствам 94 компьютерного программного кода и/или средствам 104, 105 компьютерного программного кода, загружаемым в цифровую память устройства. Компьютерный программный продукт, включающий фрагменты программного кода для выполнения способов обработки сигналов и/или функций анализа, функционирует при исполнении упомянутого продукта в блоке 50 обработки данных устройства для анализа состояния машины. Выражение "исполнение в блоке обработки данных" означает, что компьютерная программа вместе с блоком обработки данных осуществляют способ, подобный описанному в настоящем документе.
Выражение "компьютерный программный продукт, загружаемый в цифровую память устройства анализа состояния" означает, что компьютерная программа может быть введена в цифровую память уст
ройства анализа состояния с целью приведения устройства анализа в запрограммированное состояние, при этом устройство способно или выполнено с возможностью осуществления способа, подобного описанному выше.
Выражение "загружаемый в цифровую память устройства анализ состояния" означает, что устройство анализа состояния, запрограммированное таким образом, способно или выполнено с возможностью осуществления способа, подобного описанному выше.
Упомянутый выше компьютерный программный продукт может также загружаться на машиночитаемый носитель, например компакт-диск или DVD. Такой машиночитаемый носитель может использоваться для доставки программы клиенту.
В соответствии с одним из вариантов осуществления устройства 14 анализа (фиг. 2А) оно включает пользовательский интерфейс 102 ввода, при помощи которого оператор может взаимодействовать с устройством 14 анализа. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения пользовательский интерфейс 102 ввода имеет в своем составе набор клавиш 104. Один из вариантов осуществления устройства 14 включает пользовательский интерфейс 106 вывода. Пользовательский интерфейс вывода может включать дисплейный блок 106. Средства 50 обработки данных при выполнении ими базовых программных функций, выполненных в виде базового программного кода 80, обеспечивают взаимодействие с пользователем при помощи пользовательского интерфейса 102 ввода и дисплейного блока 106. Набор клавиш 104 может быть ограничен несколькими клавишами, например в соответствии с иллюстрацией фиг. 2, пятью клавишами. Центральная клавиша 107 может использоваться для функций ENTER (ввод) или SELECT (выбор), тогда как остальные, расположенные на периферии клавиши могут использоваться для перемещения курсора на дисплее 106. Таким образом, нужно понимать, что с помощью пользовательского интерфейса в устройство 14 могут вводиться символы и текст. Дисплейный блок 106 может, к примеру, отображать набор символов, например букв алфавита, тогда как курсор с целью обеспечения возможности ввода информации пользователем может перемещаться по дисплею в ответ на пользовательский ввод.
Фиг. 5 представляет собой эскизную блок-схему одного из вариантов осуществления устройства 14 анализа на клиентском объекте 4 с машиной 6, имеющей подвижный вал 8. Датчик 10, который может представлять собой датчик измерения ударных импульсов, проиллюстрирован как закрепленный на корпусе машины 6 с целью съема механических вибраций и предоставления аналогового сигнала SEA измерений, указывающего зарегистрированные механические вибрации, в измерительный интерфейс 40. Измерительный интерфейс 40 может иметь конструкцию в соответствии с описанием фиг. 2А или 2В. Измерительный интерфейс 40 передает цифровой сигнал SMD данных измерений в средства 180 цифровой обработки сигналов.
Цифровой сигнал SMD данных измерений имеет частоту дискретизации fS, при этом значение амплитуды каждого отсчета дискретизации зависит от амплитуды принятого аналогового сигнала SEA измерений в момент дискретизации. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частота fS дискретизации цифрового сигнала SMD измерений может быть фиксированным определенным значением fS, например fS = 102400 Гц. Управление частотой fS дискретизации может осуществляться при помощи тактового сигнала, формируемого тактовым генератором 190 в соответствии с иллюстрацией фиг. 5. Этот тактовый сигнал может также подаваться в средства 180 цифровой обработки сигналов. Средства 180 цифровой обработки сигналов могут формировать информацию о временной продолжительности принятого цифрового сигнала SMD данных измерений в зависимости от принятого цифрового сигнала SMD данных измерений, тактового сигнала и отношения между частотой fS дискретизации и тактовым сигналом, так как интервал между двумя последовательными значениями дискретизации равен: TS = 1/fS.
В соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения средства 180 цифровой обработки сигналов включают препроцессор 200 для выполнения предварительной обработки цифрового сигнала SMD данных измерений с целью предоставления предварительно обработанного цифрового сигнала SMDP на выход 201. Выход 210 соединен со входом 220 устройства 230 оценки. Устройство 230 оценки предназначено для оценки предварительно обработанного цифрового сигнала SMDP и для предоставления результата оценки в пользовательский интерфейс 106. Альтернативно, результат оценки может быть передан в коммуникационный порт 16 с целью обеспечения возможности передачи результата, например, в управляющий компьютер 33, расположенный на управляющем объекте 31 (см. фиг. 1).
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения функции препроцессора 200 и устройства 230 оценки, описанные в связи с функциональными блоками средств 180 цифровой обработки сигналов, могут быть реализованы при помощи компьютерного программного кода 94 и/или 104 в соответствии с приведенным выше описанием, относящимся к блокам 90 и 100 памяти на фиг. 4.
Чтобы определить, является состояние машины нормальным или аномальным, пользователю могут требоваться только несколько базовых функций контроля. При обнаружении аномального состояния пользователь может осуществлять вызов специализированного профессионального персонала для технического обслуживания, который установит точную причину неполадок и выполнит необходимые сервис
ные работы. Специализированный персонал, выполняющий техническое обслуживание, зачастую имеют потребность в применении широкого ряда функций анализа, позволяющих установить характер и/или причину аномального состояния машины. Следовательно, различные пользователи устройства 14 анализа предъявляют очень разные требования к работе устройства. Выражение "функция контроля состояния" в настоящем документе используется для обозначения функции, предназначенной для определения, является ли состояние машины нормальным, несколько ухудшенным или аномальным. Специализированный персонал, выполняющий техническое обслуживание, зачастую имеет и применяет широкий ряд функций анализа, позволяющих установить характер и/или причину аномального состояния машины. Примеры функций контроля состояния машины.
Функции F1, F2, Fn контроля состояния включают такие функции, как анализ вибрации, анализ температуры, измерение ударных импульсов, спектральный анализ данных измерения ударных импульсов, быстрое преобразование Фурье над данными измерений вибрации, графическое представление данных состояния в пользовательском интерфейсе, сохранение данных состояния на записываемом информационном носителе в упомянутой машине, сохранение данных состояния на допускающем запись информационном носителе в упомянутом устройстве, измерение частоты вращения, обнаружение разба-лансировки и обнаружение расцентровки.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения устройство 14 включает следующие функции:
F1 = анализ вибрации,
F2 = анализ температуры,
F3 = измерение ударных импульсов,
F4 = спектральный анализ данных измерения ударных импульсов, F5 = быстрое преобразование Фурье над данными изменения вибрации, F6 = графическое представление данных состояния в пользовательском интерфейсе, F7 = сохранение данных состояния на записываемом информационном носителем в упомянутой машине,
F8 = сохранение данных состояния на допускающий запись информационный носитель 52 в упомянутом устройстве,
F9 = измерение частоты вращения, F10 = обнаружение разбалансировки, F11 = обнаружение расцентровки,
F12 = извлечение данных состояния из допускающего запись информационного носителя 58 в упомянутой машине,
F13 = выполнение функции F1 анализа вибрации и выполнение функции F12 "извлечение данных состояния из допускающего запись информационного носителя 58 в упомянутой машине", что обеспечивает возможность сравнения или отслеживания тенденций на основе текущих данных измерения вибрации и данных измерения вибрации, полученных в предшествующие периоды времени,
F14 = выполнение функции F2 анализа температуры и выполнение функции "извлечение данных состояния из допускающего запись информационного носителя 58 в упомянутой машине", что обеспечивает возможность сравнения или отслеживания тенденций на основе текущих данных измерения вибрации и данных измерения температуры, полученных в предшествующие периоды времени,
F15 = извлечение данных состояния из допускающего запись информационного носителя 58 в упомянутой машине.
Варианты осуществления функции F7 "сохранение данных состояния на допускающий запись информационный носитель в упомянутой машине" и функции F13 "анализ вибрации и извлечение данных состояния" более подробно описаны в документе WO 98/01831, содержимое которого включено в настоящий документ путем ссылки.
На фиг. 6 показана эскизная блок-схема одного из вариантов осуществления препроцессора 200 в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения. В данном варианте осуществления настоящего изобретения цифровой сигнал SMD данных измерений подается в цифровой полосовой фильтр 240, имеющий нижнюю частоту отсечки fLC, верхнюю частоту отсечки fUC и полосу пропускания между верхней и нижней частотой отсечки. Выходной сигнал цифрового полосового фильтра 240 подается в цифровой формирователь 250 огибающей. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения сигнал с выхода формирователя 250 огибающей подается на выход 260. Выход 260 препроцессора 200 соединен с выходом 210 средств 180 цифровой обработки сигналов для подачи данных на вход 220 устройства 230 оценки.
Верхняя и нижняя частоты отсечки цифрового полосового фильтра 240 могут быть выбраны таким образом, чтобы частотные составляющие сигнала SMD на резонансной частоте fRM датчика попадали в полосу пропускания. Как отмечалось выше, усиление механической вибрации достигается за счет механического резонанса датчика на резонансной частоте fRM. Соответственно, аналоговый сигнал SEA измерений представляет усиленное значение вибраций на резонансной частоте fRM и вблизи нее.
Следовательно, полосовой фильтр в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобре
тения, проиллюстрированным на фиг. 6, эффективно подавляет сигнал на частотах ниже и выше резонансной частоты fRM, еще более выделяя составляющие сигнала измерений на резонансной частоте fRM. При этом цифровой полосовой фильтр 240 также эффективно подавляет шум, неизбежно присутствующий в сигнале измерений, поскольку все составляющие шума ниже нижней частоты fLC отсечки и выше верхней частоты fUC отсечки также устраняются или ослабляются. Следовательно, при использовании резонансного датчика 10 измерения ударных импульсов с частотой fRM механического резонанса в диапазоне между нижним значением fRML резонансной частоты и верхним значением fRMU резонансной частоты, цифровой полосовой фильтр 240 может быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту fLC = fRML отсечки, и верхнюю частоту отсечки fUC = fRMU. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения нижняя частота отсечки fLC = fRML = 28 кГц, а верхняя частота отсечки fuc = fRMu = 37 кГц.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения частота fRM механического резонанса находится в диапазоне от 30 до 35 кГц, при этом цифровой полосовой фильтр 240 может быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту отсечки fLC = 30 кГц и верхнюю частоту отсечки
fUC = 35 кГц.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения цифровой полосовой фильтр 240 может быть сконструирован таким образом, чтобы иметь нижнюю частоту fLC отсечки, которая ниже, чем наименьшее значение fRM частоты резонанса, и верхнюю частоту fUC отсечки, которая выше, чем наивысшее значение fRMU частоты резонанса. Например, частота fRM механического резонанса может находится в диапазоне от 30 до 35 кГц, при этом цифровой полосовой фильтр 240 может быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту fLC = 17 кГц отсечки и верхнюю частоту fUC = 36 кГц. Соответственно, на выходе цифрового полосового фильтра 240 получают прошедший через полосу пропускания цифровой сигнал SF данных измерений, имеющий, что является преимуществом, низкий уровень шума и представляющий механические вибрации в полосе пропускания. Прошедший фильтрацию цифровой сигнал SF данных измерений подают в формирователь 250 огибающей.
Цифровой формирователь 250 огибающей, соответственно, принимает прошедший фильтрацию цифровой сигнал SF данных измерений, который может являться представлением сигнала, имеющего как положительную, так и отрицательную величину. В соответствии с иллюстрацией фиг. 6 принятый сигнал выпрямляется цифровым выпрямителем 270, при этом выпрямленный сигнал может проходить фильтрацию с помощью опционального фильтра 280 нижних частот, в результате чего получают цифровой сигнал SENV огибающей.
Соответственно, сигнал SENV является цифровым представлением сигнала огибающей, формируемого в ответ на прошедший фильтрацию сигнал SF данных измерений. В соответствии с некоторыми вариантами осуществления настоящего изобретения опциональный фильтр 280 нижних частот может быть опущен. Один из таких вариантов осуществления настоящего изобретения рассмотрен ниже на примере фиг. 9. Соответственно, опциональный фильтр 280 нижних частот в формирователе 250 огибающей может быть устранен, если дециматор 310, описанный ниже в связи с фиг. 9, включает функцию фильтрации нижних частот.
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, проиллюстрированным на
фиг. 6, сигнал SENV подается на выход 260 препроцессора 200. Следовательно, в соответствии с одним из
вариантов осуществления настоящего изобретения предварительно обработанный цифровой сигнал SMDP, подающийся на выход 210 (фиг. 5), представляет собой цифровой сигнал SENV огибающей.
На существующем уровне техники в аналоговых устройствах для формирования сигнала огибающей в ответ на сигнал измерений применяют аналоговые выпрямители, вносящие ошибку смещения в результирующий сигнал. Цифровой формирователь 250 огибающей, напротив, выполняет фактическое выпрямление без ошибки смещения, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. Соответственно, цифровой сигнал SENV огибающей будет иметь высокое отношение сигнал/шум, так как датчик, механически резонирующий на резонансной частоте в полосе пропускания цифрового полосового фильтра 240, обеспечивает высокую амплитуду сигнала, а обработка сигнала в цифровой форме исключает внесение шума и ошибок смещения.
В соответствии с иллюстрацией фиг. 5, предварительно обработанный цифровой сигнал SMDP подается на вход 220 устройства 230 оценки.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения фильтр 240 представляет собой фильтр верхних частот с частотой fLC отсечки. Данный вариант осуществления настоящего изобретения имеет более простую конструкцию за счет замены полосового фильтра на фильтр верхних частот 240, при этом фильтрация нижних частот осуществляется другим фильтром нижних частот, расположенным дальше, например, фильтром 280 нижних частот. Частоту fLC отсечки фильтра 240 верхних частот выбирают приблизительно равной значению наименьшего ожидаемого значения fRMU частоты механического резонанса резонансного датчика 10 измерения ударных импульсов. Если частота fRM механического резонанса находится в диапазоне от 30 до 35 кГц, то фильтр 240 верхних частот быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту отсечки fLC = 30 кГц. Прошедший фильтрацию верхних частот сигнал затем передают в выпрямитель 270 и в фильтр 280 нижних частот. В соответствии с одним
из вариантов осуществления настоящего изобретения обеспечивается возможность применения датчиков 10, имеющих частоту резонанса в диапазоне между 20 и 35 кГц. В этом случае фильтр 240 может верхних частот быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту отсечки fLC = 20 кГц.
На фиг. 7 проиллюстрирован один из вариантов осуществления устройства 230 оценки (см. также фиг. 5). Вариант осуществления устройства 230 оценки, проиллюстрированный на фиг. 7, включает анализатор 290 состояния, выполненный с возможностью приема предварительно обработанного цифрового сигнала SMDP, указывающего состояние машины 6. При помощи сигнала выбора, подаваемого на управляющий вход 300, может выполняться управление анализатором 290 состояния, обеспечивающее выполнение им выбранной функции анализа состояния. Сигнал выбора, подаваемый на управляющий вход 300, может формироваться при помощи взаимодействия пользователя с пользовательским интерфейсом 102 (см. фиг. 2А). В том случае, когда выбранная функция анализа представляет собой быстрое преобразование Фурье, анализатор 290 будет переведен сигналом 300 выбора в состояние для обработки входного сигнала в частотной области.
В зависимости от типа выполняемого анализа анализатор 290 состояния может выполнять операции над входным предварительно обработанным цифровым сигналом SMDP во временной области или операции над входным предварительно обработанным цифровым сигналом SMDP в частотной области. Соответственно, в зависимости от сигнала выбора, поданного на управляющий вход 300, может выполняться FFT-преобразование (быстрое преобразование Фурье) 294 в соответствии с иллюстрацией фиг. 8, или сигнал SMDP может подаваться напрямую на анализатор 290 в соответствии с иллюстрацией фиг. 7.
На фиг. 8 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления устройства 230 оценки. Вариант осуществления устройства 230 оценки, показанный на фиг. 8, включает опциональное устройство 294 быстрого преобразование Фурье, имеющее соединение, позволяющее ему принимать сигнал 220 со входа 220 устройства 230 оценки. Выходной сигнал с устройства 294 FFT-преобразования может подаваться в анализатор 290.
В целях анализа состояния вращающейся части целесообразно выполнять контроль регистрируемых вибраций в течение достаточно долгого времени, позволяющего обнаруживать периодически повторяющиеся сигналы. Определенные сигнатуры периодически повторяющихся сигналов указывают на ухудшение состояния вращающейся части. Анализ сигнатуры периодически повторяющегося сигнала также может позволять определить тип ухудшения состояния. Подобный анализ позволяет также определять степень ухудшения состояния.
Следовательно, сигнал измерений может включать по меньшей мере одну сигнальную составляющую SD вибрации, зависящую от вибрационного перемещения вращательно-подвижной части 8; при этом упомянутая сигнальная составляющая вибрации имеет частоту fD повторения, которая зависит от частоты fROT вращения вращательно-подвижной части 8. Эта сигнальная составляющая вибрации, которая зависит от вибрационного перемещения вращательно-подвижной части 8, соответственно, может указывать на ухудшение состояния или на повреждение контролируемой машины. Действительно, соотношение между частотой fD повторения сигнально составляющей SD вибрации и частотой вращения fROT вращательно-подвижной части 8 может указывать, какая из механических частей имеет повреждение. Следовательно, для машины, имеющей несколько вращающихся частей, может быть возможным определение конкретной поврежденной части при помощи обработки сигнала измерений с использованием функции 105 анализа, включающей частотный анализ.
Этот частотный анализ может включать быстрое преобразование Фурье, выполняемое над сигналом измерений, который включает сигнальную составляющую SD вибрации. При выполнении быстрого преобразования Фурье (fast Fourier transformation, FFT) используется определенное частотное разрешение. Это определенное частотное разрешение, которое может быть выражено в бинах (элементах дискретизации по частоте), задает пределы различения различных частот. Эти элементы дискретизации иногда называют "линиями". Если необходимо обеспечить частотное разрешение с Z элементами дискретизации по частоте до частоты вращения вала, то необходимо регистрировать сигнал в течение X оборотов вала.
При анализе вращающихся частей может представлять интерес анализ сигналов с частотами, превосходящими частоту fROT вращения части. Такие подвижные части могут включать валы и подшипники. Частоту fROT вращения вала часто называют частотой "первого порядка". Представляющие интерес сигналы подшипников могут возникать около десяти раз за оборот вала (десятый порядок), т.е. частота fD повторения дефекта (измеряемая в герцах) равна 10 Гц/(об/с), т.е. порядок у = fD/fROT = 10 Гц/(об/с). Также интерес может представлять анализ гармоник этих сигналов подшипников, поэтому может быть рациональным измерение вплоть до 100-го порядка. Если обозначить максимальный порядок как Y, а общее количество отсчетов по частоте, используемое для FFT, как Z, то выполняется следующее соотношение:
Z=X-Y. И обратно, X=Z/Y, где X - количество оборотов контролируемого вала, в течение которых анализируется цифровой сигнал; Y - максимальный порядок;
Z - частотное разрешение, выраженное в количестве отсчетов по частоте.
Рассмотрим случай, в котором прореженный цифровой сигнал SMDP измерения (см. фиг. 5) подают
на FFT-анализатор 294 в соответствии с описанием фиг. 8, в этом случае, когда FFT-анализатор 294 настроен на Z = 1600 отсчетов по частоте, а пользователь желает проанализировать частоты вплоть до порядка Y=100, значение X становится равным X=Z/Y = 1600/100 = 16.
Следовательно, необходимо выполнять измерения в течение X = 16 оборотов вала, если необходимо получить Z = 1600 отсчетов по частоте и пользователь заинтересован в анализе частот вплоть до порядка Y = 100. Частотное разрешение Z FFT-анализатора 294 может назначаться при помощи пользовательского интерфейса 102, 106 (фиг. 2А).
Следовательно, значение Z частотного разрешения для функции 106 анализа состояния и/или функции 94 обработки сигнала (фиг. 4) может назначаться при помощи пользовательского интерфейса 102, 106 (фиг. 2А). В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частотное разрешение Z назначается при помощи выбора одного значения Z из группы значений. Группа выбираемых значений частотного разрешения Z может включать
Z = 400,
Z = 800,
Z=1600,
Z = 3200, Z = 6400.
Как отмечалось выше, частота fS дискретизации может быть фиксированым определенным значением, например fS = 102400 кГц, при этом коэффициент k может быть равен 2,56, делая максимальную анализируемую частоту fSEAmax равной
fsEAmax = fs / к = 102 400/2,56 = 40 кГц
Для машины с валом, частота вращения которого равна fROT =1715 об/мин = 28,58 об/с, выбранное значение Y = 100 дает максимальную анализируемую частоту, равную
fROT * Y = 28,58 об/с * 100 = 2858 Гц.
FFT-преобразователь 194 может быть выполнен с возможностью осуществления быстрого преобразования Фурье над принятым сигналом, имеющим определенное количество значений отсчетов. Предпочтительно это определенное количество отсчетов выбирают равным целому четному числу, которое делится на два без образования дробного числа.
Соответственно, сигнал данных, являющийся представлением механических вибраций, которые возникают вследствие вращения вала, может включать периодически повторяющиеся сигнальные структуры. Так, определенная сигнальная структура может повторяться определенное количество раз за каждый оборот контролируемого вала. Кроме того, могут появляться повторяющиеся сигналы с взаимно различными частотами повторения.
В книге "Измерения и анализ вибраций машин" ("Machinery Vibration Measurements and Analysis", Victor Wowk, ISBN 0-07-071936-5) на стр. 149 приведено несколько примеров взаимно различных частот повторений.
"Фундаментальная групповая частота (Fundamental train frequency, FTF), частота вращения шарика подшипника (ball spin frequency, BS), внешнее кольцо подшипника (Outer Race, OR), внутреннее кольцо подшипника (Inner Race, IR)".
В книге на стр. 150 приведены также формулы вычисления этих конкретных частот. Содержимое этой книги "Измерения и анализ вибраций машин" включено в настоящий документ путем ссылки. А именно, путем ссылки в настоящий документ включены упомянутые выше формулы для вычисления упомянутых конкретных частот. В этой же книге, в таблице на стр. 151, показано, что данные частоты могут изменяться в зависимости от производителя подшипников, и что
FTF может иметь частотный коэффициент подшипника, равный 0,378;
BS может иметь частотный коэффициент подшипника, равный 1,928;
OR может иметь частотный коэффициент подшипника, равный 3,024;
IR может иметь частотный коэффициент подшипника, равный 4,976.
Частотный коэффициент умножают на частоту вращения вала, чтобы получить соответствующую частоту повторения. В книге показано, что для вала с частотой вращения 1715 об/м, т.е. 28,58 Гц, частота повторения импульса, формируемого внешним кольцом (OR) подшипника стандартного типа 6311, может оставлять около 86 Гц; при этом фундаментальная групповая частота повторения FTF может быть равной 10,8 Гц.
Если контролируемый вал вращается с постоянной частотой, то эта частота повторения сигнала может быть выражена либо в повторениях за единицу времени, либо в повторениях за один оборот контролируемого вала, при этом оба варианта будут идентичными. Однако если часть машины вращается с переменной частотой, то ситуация осложняется - это описано ниже на примере фиг. 16, 17 и 20.
Машины с внезапным характером повреждений.
Некоторые типы машин могут быть подвержены внезапным полным отказам или авариям. Для некоторых типов машин, например вращающихся частей в ветряных электростанциях, аварии, как извест
но, происходят внезапно и полностью неожиданно для обслуживающего персонала и владельца оборудования. Подобные внезапные аварии приводят к значительным издержкам для владельцев оборудования, а также способны приводить к отрицательным побочным последствиям, например, если части машины в результате внезапного механического отказа отваливаются.
Автор изобретения понял, что в механических вибрациях некоторых машин присутствует особенно высокий уровень шума, и такие уровни шума затрудняют обнаружение повреждений машин. Следовательно, для некоторых типов машин традиционные способы превентивного контроля состояния не позволяют обеспечить достаточного раннего и/или надежного предупреждения о приближении состояния износа. Автор пришел к выводу, что в подобных машинах может присутствовать механическая вибрация VMD, указывающая на ухудшение состояния, однако традиционные способы измерения вибрации в данном случае являются неадекватными.
Автор обнаружил, что машины, имеющие медленно вращающиеся части, относятся к типу, особенно подверженному внезапным отказам. Автор учел также, что малая частота fROT вращения может давать меньшие амплитуды механической вибрации VMD. В случае, когда механическая вибрация VMD, указывающая на зарождающийся в машине дефект, имеет малую амплитуду, уровень шума в сигнале измерений становится относительно более высоким. При выполнении измерений на машине, имеющей частоту вращения менее 50 об/мин, цифровой сигнал SRED на выходе дециматора 310, прошедший формирователь огибающей и дециматор, может иметь уровень шума, не позволяющий успешно выполнять анализ с целью контроля состояния, если подать прореженный цифровой сигнал SRED измерений непосредственно на анализатор 290. Другими словами, отношение сигнал/шум (signal-to-noise ratio) для прореженного сигнала SRED измерений может быть настолько низким, что обнаружение сигнальных составляющих SD вибрации становится невозможным.
Учитывая, что особенно высокий уровень шума в механических вибрациях в определенных машинах затрудняет обнаружение повреждений машины, автор создал способ, обеспечивающий регистрацию слабых механических сигналов в шумной среде. Как отмечалось выше, частота fD повторения сигнальной составляющей SD вибрации в шумном сигнале SEA измерения зависит от механической вибрации VMD, которая указывает на зарождающийся дефект вращающейся части 8 контролируемой машины 6. Автор нашел, что обнаружение зарождающегося повреждения, т.е. повреждения, которое только начинает развиваться, может быть возможным, если обеспечить выделение соответствующего слабого сигнала.
Соответственно, сигнал измерений может включать по меньшей мере одну сигнальную составляющую SD вибрации, зависящую от вибрационного перемещения вращательно-подвижной части 8; при этом упомянутая сигнальная составляющая вибрации имеет частоту fD повторения, которая зависит от частоты fROT вращения вращательно-подвижной части 8. Присутствие сигнальной составляющей вибрации, которая зависит от вибрационного перемещения вращательно-подвижной части 8, может, соответственно, обеспечивать раннее указание на ухудшение состояния или на зарождающееся повреждение контролируемой машины.
В применении к ветровым турбинам вал, подшипник которого анализируют, может вращаться с частотой менее 120 об/мин, т.е. частота fROT вращения вала составляет менее чем 2 об/с. Часть времени анализируемый вал вращается с частотой менее 50 об/мин, т.е. частота fROT вращения вала составляет менее, чем 0,83 об/с. В действительности, как правило, частота вращения может составлять менее 15 об/мин. Тогда как вал, вращающийся с частотой 1715 об/мин, в соответствии с предшествующим описанием совершает 500 оборотов всего лишь за 17,5 с; валу, вращающемуся с частотой 50 об/мин, чтобы совершить 500 оборотов, необходимо 10 мин. Некоторые мощные ветряные станции имеют валы, которые вращаются, как правило, с частотой 12 об/мин = 0,2 об/с.
Соответственно, если анализируемый подшипник связан с медленно вращающимся валом и контролируется с помощью датчика, который формирует аналоговый сигнал SEA измерений, дискретизируе-мый с частотой fS дискретизации, составляющей около 100 кГц, количество значений отсчетов, связанной с одним полным оборотом вала, становится очень большим. В качестве иллюстрации: необходимо 60 миллионов значений отсчетов с частотой дискретизации 100 кГц, чтобы описать 500 оборотов при вращении вала с частотой 50 об/мин.
При этом выполнение сложного математического анализа сигнала, если сигнал включает так много отсчетов, требует продолжительного времени. В соответствии с этим перед дальнейшей обработкой сигнала SENV желательно понизить его частоту дискретизации (количество отсчетов в секунду).
На фиг. 9 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления препроцессора 200. Вариант осуществления препроцессора 200, показанный на фиг. 9, имеет в своем составе цифровой полосовой фильтр 240 и цифровой формирователь 250 огибающей в соответствии с предшествующим описанием в отношении фиг. 6. Как отмечалось выше, сигнал SENV является цифровым представлением сигнала огибающей, формируемого в ответ на прошедший фильтрацию сигнал SF данных измерений.
В соответствии с вариантом осуществления препроцессора 200, показанным на фиг. 9, цифровой сигнал SENV из цифрового формирователя огибающей подают в дециматор 310, предназначенный для формирования цифрового сигнала SRED, имеющего пониженную частоту fSR1 дискретизации. Дециматор 310 выполняет формирование выходного сигнала, при этом временные интервалы между последователь
ными значениями дискретизации являются более длинными, чем временные интервалы между последовательными значениями дискретизации в входном сигнале. Более подробно дециматор описан ниже на примере фиг. 14. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения, как отмечалось выше, опциональный фильтр 280 нижних частот может быть опущен. Фильтр 280 нижних частот может быть опущен, если в варианте осуществления изобретения, показанном на фиг. 9, сигнал с цифрового выпрямителя 270 подают в дециматор 310, включающий функциональность фильтрации нижних частот.
С выхода 312 дециматора 310 выходной сигнал SRED подается на вход 315 выделителя (селективного фильтра) 320. Выделитель 320 способен принимать цифровой сигнал SRED и формировать в ответ на него выходной сигнал SMDP. Выходной сигнал SMDP подают на выходной порт 260 препроцессора 200.
Фиг. 10А представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую варианты осуществления способа выделения периодических сигнальных структур из сигналов. Данный способ может эффективно применяться для выделения периодически повторяющихся сигнальных структур из сигналов, представляющих состояние машины с вращающимся валом. Выделитель 320 может быть сконструирован для работы в соответствии со способом, проиллюстрированным на фиг. 10А.
Шаги S1000-S1040 на фиг. 10А представляют собой подготовительные операции, выполняемые с целью назначения различных параметров перед фактическим формированием значений выходного сигнала. После выполнения подготовительных операций могут вычисляться значения выходные сигналы, в соответствии с описанием шага S1050.
Фиг. 10В представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую способ формирования выходного цифрового сигнала. А именно, на фиг. 10В проиллюстрирован один из вариантов осуществления способа формирования цифрового выходного сигнала после выполнения подготовительных операций, описанных в шагах S1000-S1040 на фиг. 10А.
На шаге S1000 фиг. 10А определяют требуемую длину OLENGTH выходного сигнала SMDP.
На фиг. 11 эскизно проиллюстрирована первая память, имеющая несколько адресов i памяти. По адресам i в первой памяти располагается пример входного сигнала I, включающего последовательность цифровых значений. Данный пример входного сигнала применяется для вычисления выходного сигнала SMDP в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения. На фиг. 11 показано подмножество из множества последовательных цифровых значений входного сигнала I. Цифровые значения 2080 во входном сигнале I иллюстрируют только несколько из цифровых значений, присутствующих во входном сигнале. На фиг. 11 два соседних цифровых значения во входном сигнале разделены интервалом tA. Значение tA является обратным частоте fSR дискретизации входного сигнала, принимаемого выделителем 320 (см. фиг. 9 и 16).
На фиг. 12 эскизно проиллюстрирована вторая память, имеющая несколько адресов t памяти. Соответственно, на фиг. 12 проиллюстрирована часть памяти, содержащая цифровые значения 3090, которые хранятся по последовательным адресам памяти. На фиг. 12 показаны последовательные цифровые значения выходного сигнала SMDP. Цифровые значения 3090 в входном сигнале SMDP иллюстрируют только несколько из цифровых значений, присутствующих в выходном сигнале. На фиг. 12 каждые два соседних цифровых значения во входном сигнале могут быть разделены во времени интервалом tA.
Требуемая длина OLENGTH (см. шаг S1000 фиг. 10) выходного сигнала SMDP может быть выбрана таким образом, чтобы обеспечивать возможность использования выходного сигнала SMDP для анализа определенных частот в выходном сигнале. Если, например, интерес представляют более низкие частоты, то требуется более продолжительный выходной сигнал, чем в случае интереса к более высоким частотам. Наименьшая частота, которая может анализироваться с использованием выходного сигнала, равна 1/(OLENGTirt0, где OLENGTH - количество отсчетов в выходном сигнале. Если fSR - частота дискретизации входного сигнала I, то время tA между любыми двумя цифровыми значениями дискретизации будет равно 1/fSR. Как отмечалось выше, в сигнале данных, представляющем механические вибрации, могут возникать периодически повторяющиеся сигнальные структуры. Следовательно, сигнал измерений, например сигнал SENV на выходе формирователя 250 огибающей и сигнал SRED, подаваемый в выделитель 320, могут включать по меньшей мере одну сигнальную составляющую SD вибрации, зависящую от вибрационного перемещения вращательно-подвижной части 8; при этом упомянутая сигнальная составляющая вибрации имеет частоту fD повторения, которая зависит от частоты fROT вращения вращательно-подвижной части 8. Следовательно, чтобы гарантированно обнаруживать появление повторяющейся сигнальной структуры с частотой повторения fREP = fD = 1/(OLENGTH-tA), выходной сигнал SMDP должен включать, по меньшей мере, OLENGTH цифровых значений, если последовательные цифровые значения в выходном сигнале SMDP разделены интервалом tA.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения пользователь может вводить значение, представляющее наименьшую регистрируемую частоту повторения fREPmin, а также информацию о наименьшей ожидаемой частоте вращения контролируемого вала. Система 2 анализа (фиг. 1) включает функциональность для вычисления подходящего значения переменной OLENGTH в ответ на эти значения.
Альтернативно, в соответствии с иллюстрацией фиг. 2А, пользователь устройства 14 анализа может назначать значение OLENGTH 3010 выходного сигнала SMDP при помощи ввода соответствующего значения через пользовательский интерфейс 102.
На следующем шаге S1010 выбирают коэффициент L длины. Коэффициент L длины определяет, как сильно будут подавлены стохастические сигналы в выходном сигнале SMDP. Более высокое значение
L обеспечивает меньший уровень стохастических сигналов в выходном сигнале SMDP, нежели меньшее
значение L. Следовательно, коэффициент L длины можно назвать коэффициентом повышения отношения сигнал/шум или SNR. В соответствии с одним из вариантов осуществления способа коэффициент L представляет собой целое число в диапазоне от 1 до 10, но L может также назначаться равным другим значениям. В соответствии с одним из вариантов осуществления способа значение L может быть задано заранее в выделителе 320. В соответствии с другим вариантом осуществления способа значение L вводится пользователем при помощи пользовательского интерфейса 102 (фиг. 2А). Значение коэффициента L влияет также на время, необходимое для вычисления выходного сигнала. Большее значение L требует более продолжительного времени вычисления, нежели меньшее значение L.
Далее на шаге S1020 назначается начальное положение SSTART. Начальное положение SSTART может указывать на положение во входном сигнале I.
Начальное положение SSTART назначают с целью исключения или уменьшения неповторяющихся структур в выходном сигнале SMDP. Если начальное положение SSTART задано таким образом, что часть 2070 входного сигнала перед начальным положением имеет длину, соответствующую определенному временному интервалу TSTOCHASTIC-MAX, то стохастические сигналы с соответствующей частотой fsTOCHASTic_MAx в выходном сигнале О, SMDP будут подавлены.
На следующем шаге, S1030, вычисляется требуемая длина входного сигнала данных. Требуемая длина входного сигнала данных вычисляется на шаге S1030 в соответствии со следующей формулой (1):
(1) LENGTH = OLENGTH*L + SSTART + OLENGTH
Далее, на шаге S1040, вычисляется длина CLENGTH во входном сигнале данных. Длина CLENGTH представляют собой длину, в течение которой выполняется вычисление выходного сигнала данных. Длину CLENGTH ВЫЧИСЛЯЮТ В соответствии с приведенной ниже формулой (3).
(3) CLENGTH = LENGTH - SSTART - OLENGTH
Формула (3) может быть также записана в следующей форме:
LENGTH = CLENGTH + SSTART + OLENGTH
Затем, на шаге S1050, вычисляют выходной сигнал в соответствии с приведенной ниже формулой (5). В формуле (5) значение выходного сигнала вычисляется для момента t времени в выходном сигнале.
(5) W)= ^I(i)*I(i+SSTiRT+t) где 1 <( <Ош
Как отмечалось выше, выходной сигнал SMDP имеет длину OLENGTH. Чтобы полностью вычислить выходной сигнал SMDP, необходимо с использованием формулы (5) вычислить значение для каждого момента времени от t = 1 до t = OLENGTH. На фиг. 11 цифровое значение 2081 иллюстрирует одно из цифровых значений, используемое для вычисления выходного сигнала. Цифровое значение 2081 иллюстрирует одно из цифровых значений, используемое для вычисления выходного сигнала, при i = 1. Цифровое значение 2082 иллюстрирует еще одно из цифровых значений, используемое для вычисления выходного сигнала. Обозначение 2082 относится к цифровому значению I(1 + SSTART + t) в приведенной выше формуле (5), когда i = 1 и t = 1. Следовательно, под обозначением 2082 проиллюстрировано цифровое значение отсчета в позиции с номером Р во входном сигнале
Р = 1 + SSTART + I = SSTART+ 2.
На фиг. 12 обозначение 3091 относится к цифровому значению SMDP(t) отсчета в выходном сигнале при t = 1.
Далее будет описан еще один вариант осуществления способа управления выделителем 320 с целью выделения периодически повторяющихся сигнальных структур из сигналов, представляющих состояние машины с вращающимся валом. В соответствии с одним из вариантов осуществления способа длина OLENGTH в выделителе 320 может быть задана заранее. В соответствии с другими вариантами осуществления способа длина OLENGTH может быть задана при помощи пользовательского ввода через пользовательский интерфейс 102 (фиг. 2А). В соответствии с предпочтительным вариантом осуществления способа переменная OLENGTH назначается равной целому четному числу, кратному двум. Выбор переменной OLENGTH в соответствии с этим правилом позволяет согласовать количество отсчетов дискретизации в выходном сигнале таким образом, чтобы сигнал подходил для использования в опциональном устройстве 294 быстрого преобразования Фурье. Следовательно, в соответствии с вариантами осуществления способа переменная OLENGTH может предпочтительно назначаться равной, например, числу 1024, 2048,
4096.
В наиболее предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения значение SSTART на шаге S1020 назначают таким образом, чтобы часть 2070 входного сигнала перед начальным положением
имела ту же длину, что и выходной сигнал 3040, т.е. SSTART = OLENGTH.
Как отмечалось выше в отношении уравнения (1), требуемая длина входного сигнала данных равна
I LENGTH = OLENGTH* L + SSTART + OLENGTH
Следовательно, подстановка SSTART = ILENGTH В уравнение (1) дает
ILENGTH = OLENGTH*L + OLENGTH + OLENGTH = OLENGTH*L + OLENGTH * 2 Соответственно, требуемая длина входного сигнала может быть выражена через длину выходного сигнала в соответствии с приведенным ниже уравнением (6)
(6) ILENGTH = (L+2)*0LENGTH
где L - рассмотренный выше коэффициент длины, a OLENGTH - количество цифровых значений в выходном сигнале в соответствии с предшествующим описанием.
В данном варианте осуществления изобретения длина CLENGTH может быть вычислена в соответствии с приведенной ниже формулой (7)
(7) CLENGTH = L*OLENGTH
После выполнения подготовительных операций, описанных в связи с шагами S1000-S1040 на фиг. 10А, может формироваться выходной цифровой сигнал при помощи способа в соответствии с описанием на примере фиг. 10В. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения способ, описанный на примере фиг. 10В, выполняется при помощи DSP 50 (фиг. 2А).
На шаге S1100 (фиг. 10В) выделитель 320 принимает входной цифровой сигнал I, включающий первое множество ILENGTH отсчетов, на входе 315 (см. фиг. 9 и/или 16). Как отмечалось выше, входной цифровой сигнал I может быть представлением механических вибраций, возникающих вследствие вращения вала, при этом вибрации имеют период TR повторения.
Принятые значения сигнала сохраняют (шаг S1120) в предназначенной для хранения входного сигнала части памяти данных, связанной с выделителем 320. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения такая память данных может быть реализована при помощи памяти 52, допускающей чтение и запись.
На шаге S1130 переменная t, используемая в приведенном выше уравнении (5), назначается равной исходному значению. Исходное значение может быть равным 1 (единице).
На шаге S1140 вычисляют выходное значение SMDP(t) дискретизации для отсчета с номером t. При вычислении может использоваться следующее уравнение:
Результирующее значение SMDP(t) сохраняют (шаг S1150, фиг. 10В) в предназначенную для хранения выходного сигнала часть памяти 52 (см. фиг. 12).
На шаге S1160 процедуры выполняется проверка значения переменной t, и если значение t является меньшим, чем требуемое количество OLENGTH выходных отсчетов, то выполняют шаг S1160, на котором увеличивают значение переменной t, после чего повторяют шаги S1140, S1150 и S1160.
Если на шаге S1160 значение t равно требуемому количеству OLENGTH выходных значений отсчетов, то выполняют шаг S1180.
На шаге S1180 выходной сигнал О, SMDP подают на выход 260 (см. фиг. 9 и/или 16).
Как отмечалось выше, сигнал данных, являющийся представлением механических вибраций, которые возникают вследствие вращения вала, может включать периодически повторяющиеся сигнальные сигнатуры, при этом такая сигнатура может повторяться определенное количество раз при каждом обороте контролируемого вала. При этом также могут возникать несколько взаимно различных периодически повторяющихся сигнальных сигнатур, причем эти взаимно различные сигнальные сигнатуры могут иметь взаимно различные частоты повторения. Способ выделения периодических сигнальных сигнатур из сигналов в соответствии с предшествующим описанием позволяет эффективно выполнять одновременное обнаружение множества повторяющихся сигнальных сигнатур, имеющих взаимно различные частоты повторения. Это позволяет эффективно обнаруживать, например, сигнатуру повреждения внутреннего кольца подшипника и сигнатуру повреждения внешнего кольца подшипника в одном сеансе измерения и анализа в соответствии с приведенным ниже описанием.
Фиг. 13 представляет собой эскизную иллюстрацию одного из примеров выходного сигнала SMDP, включающего две периодические сигнатуры сигнала, 4010 и 4020. Выходной сигнал SMDP может включать большее количество периодических сигнальных сигнатур, чем это проиллюстрировано на фиг. 13, однако в целях иллюстрации показаны только две повторяющиеся сигнальные сигнатуры. На фиг. 13 показана только часть из множества цифровых значений повторяющихся сигнальных сигнатур 4010 и
4020.
На фиг. 13 проиллюстрированы частотный сигнал 4020 внешнего кольца подшипника (OR) и частотный сигнал 4010 внутреннего кольца подшипника (IR). В соответствии с иллюстрацией фиг. 13 частотный сигнал 4020 внешнего кольца подшипника (OR) имеет более низкую частоту, чем частотный сигнал 4010 внутреннего кольца подшипника (IR). Частоты повторения частотного сигнала 4020 внешнего
кольца (OR) и частотного сигнала 4010 внутреннего кольца (IR) равны, соответственно, 1/TOR и 1/TIR.
В описанных выше вариантах осуществления способа функционирования выделителя 320, предназначенного для выделения периодических сигнальных структур, эти периодические сигнальные структуры усиливают при вычислении выходного сигнала на шаге S1050. Большее усиление периодических структур сигнала достигается, если на шаге S1010 коэффициенту L присвоено более высокое значение. Более высокое значение L означает, что на шаге S1030 потребуется более длинный входной сигнал ILENGTH. Более длинный входной сигнал ILENGTH, таким образом, дает большее усиление периодических сигнальных структур в выходном сигнале. Следовательно, более длинный входной сигнал ILENGTH обеспечивает лучшее подавление стохастических сигналов относительно периодических сигнальных структур в выходном сигнале.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения целочисленное значение ILENGTH может выбираться в зависимости от желаемой степени подавления стохастических сигналов. В таком варианте осуществления изобретения коэффициент L длины может определяться в зависимости от выбранного целочисленного значения ILENGTH.
Рассмотрим один из вариантов осуществления способа функционирования выделителя 320 с целью выделения периодических сигнальных структур в случае, когда этот способ используется для усиления периодических сигнальных структур с определенной наименьшей частотой. Для обеспечения возможности анализа периодической сигнальной структуры с определенной наименьшей частотой требуется определенная длина выходного сигнала.
Как отмечалось выше, использование более длинного входного сигнала данных при вычислении выходного сигнала дает в результате большее усиление повторяющейся структуры сигнала, чем использование более короткого входного сигнала данных. Если необходима определенная степень усиления такой периодической сигнальной структуры, то можно, соответственно, использовать определенную длину входного сигнала, чтобы обеспечить эту определенную степень усиления повторяющейся сигнальной структуры.
Для иллюстрации упомянутого выше варианта осуществления настоящего изобретения рассмотрим следующий пример.
Анализируется периодическая сигнальная структура с наименьшей частотой fI повторения. Чтобы гарантировать обнаружение такого периодически повторяющегося сигнала, необходимо сформировать выходной сигнал, отражающий полный цикл, т.е. он должен представлять интервал TI = 1/fI. Если последовательные значения отсчетов выходного сигнала разделены периодом t\ дискретизации, то минимальное количество значений отсчетов в выходном сигнале будет равно OLENGTHmin = TI/tA.
Как отмечалось выше, степень усиления повторяющегося сигнала будет расти с увеличением длины входного сигнала.
Как отмечалось выше, способ, описанный на примере фиг. 10-13 выше, выполняют с целью выделения периодических сигнальных сигнатур в последовательности данных измерений, снятых с вращающегося вала. Выражение "периодические сигнальные сигнатуры" нужно понимать как значения [x(t), x(t+T), x(t+2T), x(t+nT)], включающие составляющую амплитуды, которая имеет нестохастическое значение амплитуды, при этом интервал Т между этими значениями отсчетов является постоянным, если вал вращается с постоянной частотой. В отношении фиг. 13 нужно понимать, что цифровые значения 4010 получаются в результате выделения множества периодически повторяющихся значений сигнала во входном сигнале I (см. фиг. 11), тогда как значения выходного сигнала разделены во времени интервалом TIR. Следовательно, в этом случае можно сделать вывод, что "периодическая сигнатура сигнала" соответствует повреждению внутреннего кольца подшипникового узла, если период TIR повторения соответствует частоте прохождения шариков во внутреннем кольце. Очевидно, для этого необходимо знать диаметр вала и частоту его вращения. Также, если в сигнале присутствует такая составляющая "периодической сигнальной сигнатуры", то может присутствовать значение х периодической составляющей сигнала, такое, что x(t) имеет ту же амплитуду, что и x(t+T), которая имеет ту же амплитуду, что и x(t+2T), которая имеет ту же амплитуду, что и x(t+nT) и т.п. Если во входном сигнале присутствует такая "периодическая сигнальная сигнатура", то она может быть эффективно обнаружена с использованием описанного выше способа, даже если эта периодическая сигнальная сигнатура слаба настолько, что формирует составляющую амплитуды, меньшую, чем стохастические составляющие сигнала.
Способ, описанный на примере фиг. 10-13, может выполняться с помощью устройства 14 анализа при исполнении процессором 50 соответствующего программного кода 94 в соответствии с предшествующим описанием в отношении фиг. 4. Процессор 50 данных может включать центральный процессорный блок для управления работой устройства 14 анализа, а также цифровой сигнальный процессор (DSP). Цифровой сигнальный процессор DSP может быть выполнен с возможностью фактического исполнения программного кода 90 для обеспечения исполнения, устройством 14 анализа, программы 94, которая обеспечивает выполнение процедуры, описанной выше в отношении фиг. 10-13. Цифровой сигнальный процессор, например, может представлять собой TMS320C6722 производства компании Texas Instruments. Таким образом, устройство 14 анализа может при функционировании выполнять все функ
ции 94 обработки сигналов, включая функцию 240 фильтрации, функцию 250 формирования огибающей, функцию 310 и 740 прореживания и функцию 320 выделения.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения обработка сигналов может быть распределена между устройством 14 и компьютером 33, как это отмечалось выше. Следовательно, устройство 14 может принимать аналоговый сигнал SEA измерений и формировать соответствующий цифровой сигнал SMD и затем предоставлять цифровой сигнал SMD в управляющий компьютер 33, что позволяет выполнять дополнительные функции 94 обработки сигнала на управляющем объекте
31.
На фиг. 10С проиллюстрирован один из вариантов осуществления выделителя 320. Выделитель 320 имеет вход 315, на котором он может принимать цифровой сигнал SRED, имеющий частоту fSRED дискретизации. Выделитель 320 может включать обработчик 325 сигналов, выполненный с возможностью приема цифрового сигнала SRED на порте 326. Обработчик 325 сигналов включает также порт 327 для приема управляющего значения, которое указывает на требуемую длину ILENGTH входного сигнала I.
Выделитель 320 может также включать средства 330 назначения параметров. Средства 330 назначения параметров при функционировании выполняют формирование подходящих управляющих значений для обеспечения требуемого цифрового выделения сигнала. Следовательно, средства 330 назначения параметров имеют выход 332 для выдачи управляющего значения ILENGTH в обработчик 325 сигнала.
Выделитель 320 может принимать на входах 335 инструкции по назначению параметров. Инструкции по назначению параметров, принимаемые на входах 335, могут включать данные, указывающие на значение порядка Y, данные, указывающие на частотное разрешение Z, и данные, указывающие на значение коэффициента L для устройства повышения SNR. Входы 335 могут быть соединены со средствами 330 назначения параметров с целью передачи принятых данных (см. фиг. 10С).
Выделитель 320 может быть встроен в устройство 14 анализа, как это описано выше на примере фиг. 1.
Альтернативно, выделитель 320 может являться частью управляющего компьютера 33 на центральном объекте 31 управления (см. фиг. 1). Соответственно, цифровой сигнал SRED, имеющий частоту дискретизации fSRED, может передаваться на порт 29В управляющего компьютера 33, например, из устройства 14 анализа через сеть 18 связи.
На фиг. 10D проиллюстрированы сигналы в соответствии с одним из вариантов осуществления способа функционирования упомянутого выделителя. Цифровой входной сигнал I, имеющий частоту дискретизации fSR, схематически проиллюстрирован в верхней части фиг. 10D. Цифровой входной сигнал I включает, по меньшей мере, ILENGTH значений отсчетов, причем ILENGTH является положительным целым числом.
Выполнение вычислений, например, описанных уравнением (5) выше, может быть проиллюстрировано как операция, в которой используется первая часть S1 сигнала и вторая часть S2 сигнала. Первая часть S1 сигнала включает копии первых S1L значений отсчетов во входном сигнале I. S1LENGTH =ILENGTH -
OLENGTH.
Вторая часть S2 сигнала включает копии последних S2L значений отсчетов во входном сигнале I.
S2L = ILENGTH - SSTART.
Сигнал OS1 в нижней части фиг. 10D представляет собой схематическую иллюстрацию сигнала OS1, полученного в результате вычислений с участием первой части S1 сигнала и второй части S2 сигнала.
Фиг. 10Е иллюстрирует один из вариантов осуществления способа функционирования выделителя
320.
На шаге S310 в пользовательском интерфейсе 24В, 102, 104 выводится приглашение пользователю на ввод значений параметров выделителя. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения пользовательский интерфейс выполнен с возможностью выдачи пользователю запроса на указание требуемого частотного разрешения Z и требуемой наивысшей регистрируемой частоты fDmax, а также информации, указывающий на желаемую степень повышения отношения сигнал/шум. Информация, указывающая на желаемую степень повышения отношения сигнал/шум, может вводиться в форме значения L для устройства повышения SNR. Требуемая наивысшая частота повторения может вводиться в форме номера порядка OVHigh, Y. В данном контексте значение порядка OVHigh, Y равно отношению (Y, Ov, OvHigh) наивысшей регистрируемой частоты повторения (fDmax) к упомянутой частоте вращения (fR0T)
OvHigh = Y = fprnax / fROT
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения в пользовательском интерфейсе 24В, 102, 104 пользователю выдается приглашение на ввод требуемого частотного разрешения Z (шаг S310), и затем пользовательский интерфейс ожидает ввода (шаг S320) в форме данных, указывающих требуемое частотное разрешение Z, или ввода в форме данных, инструктирующих выделитель 320 о необходимости назначить частотное разрешение Z автоматически. Если пользователем введены данные, указывающие требуемое частотное разрешение Z, то эти введенные данные будут переданы в устройство 330 назначения параметров (шаг S330). Если пользователь введет данные, указывающие на необходимость автоматического назначения частотного разрешения Z, пользовательский интерфейс даст
(шаг S340) устройству 330 назначения параметров указание о необходимости назначения частотного разрешения Z равным заданному по умолчанию значению. После этого в пользовательском интерфейсе 24В, 102, 104 пользователю выводится приглашение (шаг S350) на ввод требуемой наивысшей регистрируемой частоты повторения. Затем пользовательский интерфейс 24В, 102, 104 ожидает ввода (шаг S360), указывающего требуемую наивысшую частоту повторения, или ввода в форме данных, инструктирующих выделитель 320 о необходимости автоматического назначения наивысшей частоты повторения. Если пользователем введены данные, указывающие требуемую наивысшую частоту повторения, то эти введенные данные будут переданы в устройство 330 назначения параметров (шаг S370). Если пользователь введет данные, указывающие на необходимость автоматического назначения наивысшей частоты повторения, пользовательский интерфейс даст указание (шаг S380) устройству 330 назначения параметров о необходимости назначения наивысшей частоты повторения равной заданному по умолчанию значению. Наивысшая частота повторения может вводиться и/или назначаться в форме номера порядка OVHigh, Y. В соответствии с предшествующим описанием значение порядка OVHigh, Y является параметром, указывающим на наивысшую частоту повторения, которая может быть зарегистрирована в формируемом выходном сигнале OS. Например, в случае, когда представляющие интерес сигналы подшипников могут возникать около у раз при каждом обороте контролируемого вала 8, 801А, 801В, 801С, 803, значение порядка OVHigh, Y должно быть установлено равным по меньшей мере у. Если взять конкретные цифры, это означает, что если представляющие интерес сигналы подшипников могут возникать около 100 раз при каждом обороте контролируемого вала 8, 801А, 801В, 801С, 803, то значение порядка OVHigh, Y должно быть установлено равным по меньшей мере 100.
После этого в пользовательском интерфейсе 24В, 102, 104 пользователю выводится приглашение (шаг S390) на ввод требуемой степени повышения SNR. Затем пользовательский интерфейс 24В, 102, 104 ожидает ввода (шаг S400), указывающего на требуемую степень повышения SNR или ввода в форме данных, инструктирующих выделитель 320 о необходимости автоматического назначения степени повышения SNR. Если пользователем введены данные, указывающие на требуемую степень повышения SNR, то эти введенные данные будут переданы в устройство 330 назначения параметров (шаг S410). Если пользователь введет данные, указывающие на необходимость автоматического назначения степени повышения SNR, пользовательский интерфейс передаст указание (шаг S420) в устройство 330 назначения параметров о необходимости назначения степени повышения SNR, равной заданному по умолчанию значению. Значение степени повышения SNR может вводиться в форме значения L для устройства повышения SNR.
Эти управляющие значения подаются в установщик 320 параметров на порты 335 (фиг. 10С и 10Е).
Устройство 330 назначения параметров имеет в своем составе вычислитель 340 оборотов, имеющий соединение для приема управляющих значений Z и Y. Вычислитель 340 оборотов выполняет вычисление значения ХЕ. Значение ХЕ показывает, скольким "анализируемым оборотам" контролируемого вала 8, 801А, 801В, 801С, 803 должны соответствовать отсчеты в выходном сигнале OS1 (см. фиг. 10D, и/или 12, и/или 13). Например, если частотное разрешение Z установлено равным 1600, а значение порядка установлено равным Y = 100, то в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения отсчеты в выходном сигнале OS1 должны соответствовать XE = Z/Y = 16 "анализируемым оборотам" контролируемого вала 8, 801А, 801В, 801С, 803. Соответственно, вычислитель 340 оборотов имеет входы для приема данных, указывающих на назначенное значение частотного разрешения Z, и данных, указывающих назначенное значение порядка Y. Вычислитель 340 оборотов формирует значение XE данных в ответ на это назначенное значение частотного разрешения Z и данные, указывающие назначенное значение порядка Y.
Вычислитель 340 оборотов передает значение XE данных в вычислитель 345 длины выходного сигнала.
В соответствии с иллюстрацией фиг. 10С выделитель имеет вход 350 для приема данных, указывающих частоту fSR дискретизации сигнала SRED, принимаемого на входе 315. В примерах фиг. 9, 16 и 13 значение fSR частоты дискретизации может соответствовать значению fSR1 или fSR2.
Выделитель 320 может также иметь вход 360 для приема данных, указывающих частоту fROT вращения. В некоторых машинах частота вращения заранее задана и имеет постоянное значение, в таком случае на выход 360 может подаваться это значение частоты вращения.
Альтернативно, может быть обеспечен датчик 420 частоты вращения (см. фиг. 1, 5 и 29), подающий сигнал, который указывает частоту fROT вращения вала 8. Частота fROT вращения вала 8 может быть выраженной в оборотах в секунду, об/с, т.е. в герцах (Гц). В соответствии с дальнейшим более подробным описанием, связанным с фиг. 19В и 30, значения fROT(j) частоты вращения могут формироваться формирователем 601 значений частоты вращения в зависимости от сигнала положения в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения.
Вычислитель 345 длины выходного сигнала при функционировании выполняет вычисление значения OE, отражающего количество OLENGTH значений отсчетов, необходимых в выходном сигнале OS1 (см. фиг. 10D) в ответ на принятые данные, т.е. в ответ на значение ХЕ количества "анализируемых оборотов" вала, значение fROT частоты вращения вала и значение fSR частоты дискретизации.
Следовательно, если XE = 16, то значение частоты дискретизации fSR = 30,72 Гц, а значение частоты вращения вала fROT = 10,12 об/с, тогда количество значений отсчетов в выходном сигнале OS1 будет равно OE = XE MROT = 4096.
Следовательно, в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения минимальное количество OL значений отсчетов, необходимое в выходном сигнале OS1, SMDP для обеспечения возможности последующего анализа частот повторения вплоть до порядка OVHigh, Y с частотным разрешением Z, может быть вычислено на основе параметров Y, Z, fROT и fSR, где fSR - значение частоты вращения, при котором количество отсчетов за каждый оборот контролируемого вала 8, 801А, 801В, 801С, 803 является постоянным. Количество отсчетов на каждом обороте контролируемого вала будет постоянным, если его частота вращения является постоянной, и/или если для компенсации изменения частоты вращения вала используется нецелочисленный дециматор, как это будет описано более подробно ниже в настоящем документе.
Соответственно, формируемое количество OLENGTH значений отсчетов должно быть больше или равно OL, где OL = XE-fsRfRoT
Вычислитель 345 длины выходного сигнала при функционировании выполняет вычисление значения OL и присвоение значения параметру OLENGTH. Значение OLENGTH назначается равным значению, большему или равному, чем вычисленное значение OL.
Вычислитель 345 длины выходного сигнала выполняет предоставление значения OLENGTH на выход вычислителя 365 длины входного сигнала. Вычислитель 345 длины выходного сигнала при функционировании также выполняет передачу значения OLENGTH в управляющий блок 370 настройки подавления частот стохастических сигналов. Управляющий блок 370 настройки подавления частот стохастических сигналов выполнен с возможностью присвоения значения переменной SSTART. Переменная SSTART управляет частотным пределом подавления стохастических сигналов.
В соответствии с иллюстрацией фиг. 10D значение SSTART, деленное на частоту fSR дискретизации, соответствует периоду времени Ts
Ts = SSTART / fsR = SSTART * TSR
где TSR может представлять собой временной интервал между двумя последовательными элементами дискретизации;
SSTART - количество отсчетов задержки, или смещения, между коррелируемыми сигналами S1 и S2, как это также можно видеть на фиг. 10D.
Если переменной SSTART присвоено значение, равное значению OLENGTH, то стохастические сигналы с соответствующей частотой fSTOCHASTIC_MAX = 1/TS и выше в выходном сигнале О, SMDP будут подавлены.
Соответственно, предпочтительно присваивать переменной SSTART значение, равное OLENGTH, или значение, большее, чем OLENGTH.
Следовательно, управляющий блок 370 настройки подавления частот стохастических сигналов выполнен с возможностью присвоения переменной SSTART значения, равного OLENGTH, или значения, большего чем OLENGTH.
Вычислитель 365 длины входного сигнала при функционировании выполняет вычисление значения IL и присвоение значения ILENGTH. Значение переменной IL формируется в зависимости от информации, указывающей на требуемую степень повышения SNR, которая может приниматься на порте 366, от значения переменной SSTART, которое может приниматься на порте 367, и от значения OLENGTH, которое может приниматься на порте 364.
Следовательно, для обеспечения возможности формирования выходного сигнала О, SMDP выделителя 320, имеющего OLENGTH значений отсчетов, выделитель должен принять по меньшей мере IL значений отсчетов на порт 315. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значение переменнойIL равно
1|_ = OLENGTH * L + SSTART + OLENGTH
Соответственно, предпочтительно присваивать переменной SSTART значение, равное IL, или значение, большее чем IL. Следовательно, вычислитель 365 длины входного сигнала выполнен с возможностью присвоения переменной ILENGTH значения, равного IL, или значения, большего чем IL. Вычислитель 365 длины входного сигнала выполнен с возможностью подачи управляющего значения ILENGTH на выход 332 обработчика 325 сигнала (см. фиг. 10С).
Вычислитель 365 длины входного сигнала выполнен с возможностью подачи управляющего значения ILENGTH на вход суммирующего детерминатора 375. Суммирующий детерминатор 375 имеет также вход для приема данных, указывающих переменную SSTART. Также суммирующий детерминатор 375 имеет вход для приема данных, указывающих формируемое количество OLENGTH значений отсчетов в форме выходного сигнала OS1, SMDP. Соответственно, управляющий блок 370 настройки подавления частот стохастических сигналов выполнен с возможностью передачи данных, указывающих переменную SSTART, в суммирующий детерминатор 375, а вычислитель 345 длины выходного сигнала выполнен с возможностью передачи, в суммирующий детерминатор 375, данных, указывающих значение OLENGTH.
Суммирующий детерминатор 375 выполнен с возможностью формирования значения CLENGTH в за
висимости от значений ILENGTH, OLENGTH и SSTART. Значение CLENGTH назначается равным значению, практически равному разности между значением ILENGTH и суммой значения SSTART и значения OLENGTH. Следовательно, суммирующий детерминатор 375 может предоставлять значение CLENGTH = ILENGTH - SSTART -
OLENGTH.
Суммирующий детерминатор 375 может быть выполнен с возможностью предоставлять значение CLENGTH на выход 377 средств 330 назначения параметров.
На фиг. 10G проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления выделителя 320, в котором вариант 375В осуществления суммирующего детерминатора имеет вход для приема данных, указывающих формируемое количество OLENGTH значений отсчетов, и еще один вход для приема значения L для устройства повышения SNR. Суммирующий детерминатор 357В выполнен с возможностью формирования значения CLENGTH в зависимости от значения OLENGTH и от значения L для устройства повышения SNR. Суммирующий детерминатор 375В выполнен с возможностью присвоения значения CLENGTH =
L-OLENGTH.
Суммирующий детерминатор 375В может быть выполнен с возможностью выдачи значения CLENGTH на выход 377 средств 330 назначения параметров.
Вычислитель 345 длины выходного сигнала при этом выполняет также передачу значения OLENGTH на выход 379 средств 330 назначения параметров.
Как отмечалось выше, обработчик 325 сигналов включает порт 326 для приема сигнала SRED во временной области и порт 327 для приема управляющего значения, которое указывает на требуемую длину ILENGTH входного сигнала I.
Обработчик 325 сигналов взаимодействует с памятью 380, имеющей несколько частей памяти. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения память может включать часть 382 памяти для хранения по меньшей мере ILENGTH последовательных значений отсчетов сигнала SRED. Следовательно, обработчик 325 сигналов может в ответ на прием активирующего сигнала на активирующем входе 384 выполнять считывание значения ILENGTH на входе 327, после чего он выполняет прием ILENGTH последовательных значений на порте 326. Обработчик 325 сигналов может также в ответ на прием активирующего сигнала на активирующем входе 384 взаимодействовать с памятью 380 с целью сохранения этих значений отсчетов в части 382 памяти. Следовательно, содержимое части 382 памяти в соответствии с иллюстрацией фиг. 10D является представлением входного сигнала I.
Формирователь 386 выходных значений отсчетов выполняет формирование первой части S1 сигнала и второй части S2 сигнала в зависимости от входного сигнала I. В ответ на прием активирующего сигнала на входе 388 активации формирователь 386 выходных значений отсчетов может выполнять считывание отсчетов в диапазоне I(i0)-I(i0 + CLENGTH) и сохранять эти элементы дискретизации во второй части 390 памяти в качестве части S1 сигнала; при этом формирователь 386 выходных значений отсчетов может выполнять считывание отсчетов в диапазоне I(i0 + SSTART+ 1 + 1) - I(i0 + CLENGTH + OLENGTH) и сохранять эти значения отсчетов в третью часть 392 памяти, где i0 - целая положительная константа.
Следовательно, содержимое частей 390 и 392 памяти, соответственно, может являться представлением первой части S1 и второй части S2 сигнала в соответствии с иллюстрацией фиг. 10D. После этого формирователь 386 выходных значений отсчетов может выполнять кросс-корреляцию сигналов S1 и S2. Альтернативно, корреляция включает считывание значений отсчетов входного сигнала I, сохраненных в части 382 памяти, как это схематически проиллюстрировано на фиг. 10С, в верхней части фиг. 10D. В соответствии с иллюстрацией фиг. 10F формирователь 386 выходных значений отсчетов при функционировании может выполнять следующие шаги:
Шаг S500: присвоение переменной t первого значение t0. Это первое значение t0 может быть равно
t0 = 1.
Шаг S510: вычисление выходного значения отсчета
Шаг S520: передача сформированного выходного значения SMDP(t) отсчета на выходной порт 394. Шаг S530: увеличение значения счетчика t, т.е. присвоение t = t + 1.
Шаг S540: проверка, является ли значение t большим, чем значение OLENGTH + t0 - 1. Если значение t больше, чем значение OLENGTH + t0 - 1, то формируется сигнал, указывающий на то, что выходной сигнал был сформирован полностью (шаг S550). Если значение t не больше, чем значение OLENGTH + t) - 1, то повторяют шаг S510 с использованием увеличенного значения t.
Фиг. 10Н представляет собой таблицу, иллюстрирующую один из вариантов осуществления части вычислений, выполняемых на шаге S510. Выделитель 320 выполнен с возможностью формирования выходных значений SMDP(t) отсчета в зависимости от множества CLENGTH произведений P(i, t) входных сигналов. CLENGTH является положительным целым числом.
В соответствии с табл. 1 (см. фиг. 10Н), произведение P(i,t) входных сигналов для положения t выходного отсчета получают при помощи умножения первого выходного значения I(i) отсчета в первой позиции i отсчета на второе входное значение I(i + t + SSTART) отсчета. Второе входное значение дискре
тизации находится во второй позиции i + t + SSTART дискретизации в векторе I входного сигнала (см. фиг. 10D или 11). Следовательно, второе входное значение отсчета удалено от упомянутого первого выходного значения отсчета на определенное количество NC позиций отсчетов. Это количество позиций отсчетов может быть равно NC = (i + t + SSTART) - i = t + SSTART. Следовательно, это значение NC может быть равно сумме значения t позиции выходного отсчета и конкретного значения SSTART.
Как отмечалось выше в связи с описанием фиг. 10D, конкретное значение SSTART представляет собой количество позиций отсчетов, которые соответствуют временному периоду TS. Если переменной SSTART присвоено то же значение, что и OLENGTH, то стохастические сигналы с соответствующей частотой fSTOCHASTIC_MAX и выше в выходном сигнале SMDP будут подавлены. Значение этой граничной частоты
fSTOCHASTIC_MAX равно
fSTOCHASTIC_MAX где TS= SSTART/fSR, где
fSR = частота дискретизации входного сигнала I.
Следовательно, в соответствии с предпочтительным вариантом осуществления настоящего изобретения, NC больше или равно этому конкретному значению SSTART. Следовательно, в соответствии с предпочтительным вариантом осуществления настоящего изобретения, разность NC между двумя индексами множителей произведения P(i,t) входных сигналов больше или равна этому конкретному значению
SSTART.
В приведенном выше примере одним из множителей является первое выходное значение I(i) отсчета с индексом i, а вторым множителем является второе входное значение I(i + t + SSTART) с индексом i + t+ SSTART. В данной связи важным является то факт, что значения индексов I и I + t +SSTART являются, соответственно, значениями, связанными со значениями отсчетов в векторе I входного сигнала. Следовательно, диапазон ILENGTH входных значений отсчетов и значения i и I +t + SSTART индексов должны быть выбраны таким образом, чтобы эти значения индексов представляли собой значения из вектора входного сигнала. На примере верхней части фиг. 10D, где проиллюстрирован один из вариантов осуществления вектора I входного сигнала, это означает, что индексные значения i и i + t + SSTART, соответственно, должны представлять собой значения в диапазоне от iSTART до iSTART + ILENGTH - 1. Следовательно, если константа iSTART установлена равной iSTART = 1, то значения i и i + t + SSTART индексов, соответственно, должны представлять собой значения в диапазоне от i=1 до i = ILENGTH.
Как отмечалось выше, входной сигнал I может включать ILENGTH значений отсчетов. Выделитель принимает вектор входного сигнала, имеющий первое множество ILENGTH входных значений отсчетов. Это первое количество ILENGTH входных значений отсчетов обрабатывается с целью формирования последовательности SMDP выходного сигнала, имеющей второе количество OLENGTH выходных значений SMDP(t) отсчетов; причем упомянутое второе количество представляет собой целое положительное число.
Выходное значение SMDP(t) отсчета вычисляют в зависимости от третьего множества CLENGTH произведений P(i,t) входных сигналов; при этом упомянутое третье множество CLENGTH является положительным целым числом.
Как это было показано выше в уравнениях (1) и (3), в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения может быть использовано следующее соотношение:
(1) ILENGTH = OLENGTH*L + SSTART + OLENGTH И и
(3) CLENGTH = 'LENGTH - SSTART - OLENGTH В качестве одного из примеров могут использоваться следующие цифры: L = 10,
OLENGTH = 1024, SSTART = Ю24, CLENGTH = Ю240, LENGTH = 12288.
Следовательно, если, например, SSTART = 1024, а значение t изменяется в пределах от t = tMIN = 1 до t=tMAx = OLENGTH = 1024, и при этом используется приведенное ниже уравнение (8)
(8) W) = Z '('"> * 'О'+ s*(tm)t + О
'-'о
то разность NC между значениями индексов двух множителей будет изменяться от NC = 1025 до NC = 2048. Наибольшая разность значений индексов будет равна NCMAX = SSTART + tMAX = SSTART + OLENGTH = 1024 + 1024 = 2048; а наименьшее значение разности индексов будет равно NCMIN = SSTART + tMIN = 1024 + 1 = 1025.
Следовательно, если константа I0 = 1, то вектор I входного сигнала должен иметь значения индексов в диапазоне от i = i0 = 1 до i = ILENGTH = 12288. В соответствии с иллюстрацией фиг. 10С выходные значения SMDP(t) отсчетов, предоставляемые на выходном порте 394, могут передаваться в память 396,
при этом память 396 может хранить принятые значения дискретизации таким образом, чтобы они могли быть считаны в виде последовательности выходных значений OS1, SMDP дискретизации, как это схематически проиллюстрировано в левом нижнем углу фиг. 10D.
Альтернативно, выходные значения SMDP(t), предоставляемые на выходном порте 394 формирователя 386 выходных значений отсчетов, могут передаваться непосредственно на выходной порт 398 выделителя 320.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения уравнение для формирования выходного значения SMDPO) дискретизации может быть изменено следующим образом:
(9) W) = Z W * W - SSTAKT ) * Ш + О
i=]+Sstnrt
Приведенное выше уравнение (9) дает последовательность О, SMDP выходного сигнала, которая эквивалентна последовательности О, SMDP выходного сигнала, формируемой с помощью приведенных выше уравнений (5) и (8). Можно показать, что уравнение (9) является альтернативной формой записи уравнения (5).
Следовательно, также и в соответствии с вариантом осуществления формирования отдельных значений SMDP(t) отсчетов выходного сигнала, в котором применяется уравнение (9), количество позиций NC отсчетов между значениями отсчетов, входящими в состав произведения, будет составлять NC = t +
SSTART.
Понижение частоты дискретизации.
Перед подачей цифрового сигнала в выделитель 320 может быть необходимым применение деци-матора 310 с целью понижения частоты дискретизации сигнала. Предпочтительно дециматор 310 уменьшает количество отсчетов в анализируемом сигнале, благодаря чему сокращается объем памяти, необходимый для хранения применяемого сигнала. Понижение частоты дискретизации позволяет также более быстро выполнять последующую обработку в выделителе 320.
Фиг. 14А иллюстрирует набор значений отсчетов в сигнале, поданном на вход дециматора 310, а на фиг. 14В показаны выходные значения отсчетов за соответствующий период времени. Сигнал, поданный в дециматор 310, может иметь частоту fS дискретизации. В соответствии с иллюстрацией выходной сигнал имеет пониженную частоту fSR1 дискретизации. Дециматор 310 выполнен с возможностью понижения частоты дискретизации цифрового сигнала SENV, прошедшего формирователь огибающей, с целью предоставления цифрового сигнала SRED, имеющего пониженную частоту fSR1 дискретизации, таким образом, что выходная частота дискретизации уменьшается в М раз (где М - целое число) по сравнению с входной частотой fS дискретизации.
Следовательно, выходной сигнал SRED включает только каждый М-й элемент дискретизации, присутствующий во входном сигнале SENV. На фиг. 14В проиллюстрирован пример, в котором М равно 4, однако М может представлять собой любое положительное целое число. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения дециматор может функционировать в соответствии с описанием в документе US 5633811, содержимое которого полностью включено в настоящий документ путем ссылки.
На фиг. 15А проиллюстрирован дециматор 310 в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения. В варианте 310А осуществления дециматора 310 в соответствии с фиг. 15А гребенчатый фильтр 400 выполняет фильтрацию и понижение частоты дискретизации поступающего сигнала с соотношением 16:1. То есть выходная частота дискретизации делится на первый целый коэффициент М1 или уменьшается в шестнадцать раз (М1=16) по сравнению с входной частотой дискретизации. Фильтр 401 с конечной импульсной характеристикой (finite impulse response, FIR) принимает выходной сигнал гребенчатого фильтра 400 и выполняет дальнейшее понижение частоты дискретизации, деля ее на второй целочисленный коэффициент М2. Если целочисленный коэффициент М2 = 4, то FIR-фильтр осуществляет снижение частоты дискретизации в отношении 4:1, и, следовательно, дециматор 310А осуществляет общее снижение частоты дискретизации в отношении 64:1.
На фиг. 15В проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления настоящего изобретения, в котором вариант 310В осуществления дециматора 310 имеет в своем составе фильтр 402 нижних частот, после которого следует селектор 403 отсчетов. Селектор 403 отсчетов выполнен с возможностью выборки каждого М-го отсчета из сигнала, поступающего от фильтра 402 нижних частот. Результирующий сигнал SRED1 имеет частоту дискретизации fSR = fS/M, где fS - частота дискретизации принятого сигнала SENV. Частота отсечки фильтра 402 нижних частот управляется значением М.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значение М является конкретным заранее заданным значением. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения значение М может назначаться в процессе работы устройства. Дециматор 310 может настраиваться для осуществления понижения частоты дискретизации с выбранным соотношением М:1, где М - положительное целое число. Значение М может приниматься на порте 404 дециматора 310.
Частота отсечки фильтра 402 нижних частот равна ?яо/^-М) Гц. Коэффициент G может быть выбран равным двум или значению больше двух. В соответствии с одним из вариантов осуществления на
стоящего изобретения значение G выбирают равным в диапазоне между 2,5 и 3. Это позволяет эффективно устранить эффект наложения (элайсинг). Фильтр 402 нижних частот может быть реализован с помощью FIR-фильтра.
Сигнал, предоставляемый фильтром 402 нижних частот, подается в селектор 403 отсчетов. Селектор отсчетов принимает значение М на одном из портов и сигнал из фильтра 402 нижних частот на другом порте, при этом в ответ на эти входные сигналы он формирует последовательность значений отсчетов. Селектор 403 отсчетов выполнен с возможностью выборки каждого М-го отсчета из сигнала, поступающего от фильтра 402 нижних частот. Результирующий сигнал SRED1 имеет частоту дискретизации fSR1=1/M-fS, где fS - частота дискретизации сигнала SENV, принятого на порте 405 дециматора 310.
Способ компенсации переменной частоты вращения вала.
Как отмечалось выше, если во входном сигнале присутствует периодическая сигнальная сигнатура, то она может быть эффективно обнаружена с использованием описанного выше способа, даже когда эта периодическая сигнальная сигнатура слаба настолько, что формирует составляющую амплитуды, которая меньше стохастических составляющих сигнала.
Однако в некоторых применениях частота вращения вала может быть переменной. Выполнение автокорреляции с использованием входной последовательности измерений, когда частота вращения вала является переменной, дает пониженное качество результирующего выходного сигнала SMDP.
Соответственно, целью данного аспекта настоящего изобретения является достижение настолько же высокого качества выходного сигнала SMDP, полученного в результате автокорреляции при переменной частоте вращения вала, как и при постоянной частоте вращения вала для всей последовательности измерений, над данными которой выполняется автокорреляция.
На фиг. 16 проиллюстрирован один из вариантов осуществления настоящего изобретения, включающий дециматор 310 и выделитель 320 в соответствии с предшествующим описанием, а также нецелочисленный дециматор 470.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения, в то время как деци-матор 310 выполняет понижение частоты дискретизации с отношением М:1, где М - целое число, вариант осуществления настоящего изобретения, показанный на фиг. 16, включает нецелочисленный децима-тор 470, понижающий частоту дискретизации с отношением U/N, где U и N - положительные целые числа. Следовательно, нецелочисленный дециматор 470 позволяет выполнять понижение частоты дискретизации с дробным коэффициентом, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значения U и N выбирают из диапазона между 2 и 2000. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значения U и N могут быть выбраны из диапазона между 500 и 1500. В соответствии с еще одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значения U и N могут быть выбраны из диапазона между 900 и 100.
В варианте осуществления настоящего изобретения, показанном на фиг. 16, выходной сигнал деци-матора 310 подают в селектор 460. Селектор обеспечивает возможность выбора сигнала, подаваемого в выделитель 320. Если осуществляется контроль состояния вращающейся части, имеющей постоянную частоту вращения, селектор 460 может быть переключен в состояние для выдачи на вход 315 выделителя 320 сигнала SRED, имеющего частоту fSR1 дискретизации, при этом нецелочисленный дециматор 470 может быть отключен. Если осуществляется контроль состояния вращающейся части, имеющей переменную частоту вращения, то нецелочисленный дециматор 470 может быть включен, а селектор 460 может быть переведен в состояние для передачи на вход 315 выделителя 320 сигнала SRED2, имеющего частоту fSR2.
Нецелочисленный дециматор 470 имеет вход 480. Вход 480 может иметь соединение для приема сигнала с выхода дециматора 310. Нецелочисленный дециматор 470 имеет также вход 490 для приема информации, указывающей частоту вращения вала 8. Может быть обеспечен датчик 420 частоты вращения (см. фиг. 5, 1 и 29), предоставляющий сигнал, который указывает частоту fROT вращения вала 8. Сигнал частоты вращения может приниматься портом 430 средств 180 обработки данных, что позволяет обеспечить предоставление средствами 180 обработки данных этого сигнала частоты вращения на вход 490 нецелочисленного дециматора 470. Частота fROT вращения вала 8 может передаваться, будучи выраженной в оборотах в секунду, об/с, т.е. в герцах (Гц).
На фиг. 17 проиллюстрирован один из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора 470, обеспечивающего возможность изменения частоты дискретизации с использованием нецелочисленного коэффициента U/N, где U и N - положительные целые числа. Это обеспечивает возможность очень точного управления частотой fSR2 дискретизации в выделителе 320, что позволяет эффективно обнаруживать слабые сигнатуры повторяющих сигналов даже при переменной частоте вращения вала.
Сигнал частоты вращения, принятый на входе 490 нецелочисленного дециматора 470, подается в формирователь 500 дробных чисел. Формирователь 500 дробных чисел формирует выходные целые числа U и N на выходах 510 и 520 соответственно. Сигнал с выхода U подается на блок 530 повышения частоты дискретизации. Блок 530 принимает сигнал SRED (см. фиг. 16) через вход 480. Блок 530 имеет в своем составе средство 540 ввода отсчетов для добавления U-1 отсчетов между каждыми значениями отсче
тов, принимаемыми портом 480. Каждое дополняющее значение отсчета имеет определенное значение амплитуды. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения все дополняющие значения отсчетов имеют нулевую (0) амплитуду.
Результирующий сигнал подается в фильтр 550 нижних частот, частота отсечки которого управляется значением U, предоставляемым из формирователя 500 дробных чисел. Частота отсечки фильтра 550 нижних частота равна fSR2/(K-U) Гц. Коэффициент K может быть выбран равным двум или числу большему двух.
Результирующий сигнал подается в дециматор 560. Дециматор 560 имеет в своем составе фильтр 570 нижних частот, частота отсечки которого управляется значением N, подающимся из формирователя 500 дробных чисел. Частота отсечки фильтра 550 нижних частота равна fSR2/(K-N) Гц. Коэффициент K может быть выбран равным двум (2) или числу большему двух (2).
Сигнал, предоставляемый фильтром 570 нижних частот, подается в селектор 580 отсчетов. Селектор отсчетов принимает на одном из своих портов значение N, а на другом порте - сигнал от фильтра 570 нижних частот, и формирует, в ответ на эти входные данные, последовательность значений отсчетов. Селектор 403 отсчетов выполнен с возможностью выборки каждого N-го отсчета из сигнала, поступающего от фильтра 570 нижних частот. Результирующий сигнал SRED2 имеет частоту дискретизации fSR2 = U/N-fSR1, где fSR - частота дискретизации сигнала SRED, принятого портом 480. Результирующий сигнал SRED2 выдается на выходной порт 590.
Фильтры 550 и 570 нижних частот может быть реализованы с помощью FIR-фильтров. Это предпочтительно, поскольку позволяет устранить необходимость выполнять умножение на значения нулевой амплитуды, вводимые средством 540 ввода отсчетов.
На фиг. 18 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора 470. Вариант осуществления настоящего изобретения, проиллюстрированный на фиг. 18, обладает тем преимуществом, что позволяет уменьшить объем вычислений, необходимых для формирования сигнала SRED2.
В варианте осуществления настоящего изобретения, показанном на фиг. 18, фильтр 570 нижних частот исключен, поэтому сигнал с выхода фильтра 550 нижних частот подается напрямую в селектор 580 отсчетов.
В случае аппаратной реализации нецелочисленного дециматора 470 вариант осуществления изобретения, проиллюстрированный на фиг. 18, является предпочтительным, поскольку позволяет уменьшить объем аппаратного обеспечения, а следовательно, и стоимость изготовления.
В случае программной реализации нецелочисленного дециматора 470 вариант осуществления изобретения, проиллюстрированный на фиг. 18, является предпочтительным, поскольку позволяет уменьшить объем исполняемого программного кода, что снижает нагрузку на процессор и повышает скорость исполнения.
На фиг. 17 и 18 результирующий сигнал SRED2, предоставляемый на выходном порте нецелочисленного дециматора 470, имеет частоту дискретизации fSR2 = U/N-SR1, где fSR1 - частота дискретизации сигнала SRED, принятого портом 480. Дробное значение U/N зависит от сигнала управления соотношением, принимаемым на входном порте 490. Как отмечалось выше, сигнал управления соотношением может зависеть от сигнала, указывающего частоту вращения вала 8, который может предоставляться датчиком 420 частоты вращения (см. фиг. 1 и/или 5). Датчик 420 частоты вращения может быть реализован с помощью устройства 420, формирующего импульсный сигнал соответствующим образом выбранной частоты, обеспечивающей требуемую точность сигнала частоты вращения. В одном из вариантов осуществления настоящего изобретения устройство 420 выполнено с возможностью предоставления сигнала, маркирующего полный оборот, на каждом обороте вала 8. Маркерный сигнал оборота может иметь форму электрического импульса, фронт которого может точно регистрироваться и указывать на определенное угловое положение контролируемого вала. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения устройство 420 может формировать множество импульсных сигналов на каждом обороте контролируемого вала.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения формирователь 500 дробных чисел управляет значениями U и N таким образом, чтобы пониженная частота fSR2 дискретизации имела значение, обеспечивающее сигнал SRED2, в котором количество отсчетов на каждом обороте вала 8 является практически постоянным, независимо от изменения частоты вращения вала 8. Соответственно, чем выше значения U и N, тем лучше нецелочисленный дециматор 470 способен поддерживать количество отсчетов на каждом обороте вала 8 равным практически постоянному значению.
На фиг. 19А проиллюстрирован дециматор 310 и еще один из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора 470. Дециматор 310 в соответствии с предшествующим описанием принимает сигнал SENV, имеющий частоты fS дискретизации, на порте 405, и целочисленное значение М на порте 404. Дециматор 310 формирует сигнал SRED1, имеющий частоту fSR1 дискретизации, на выходе 312, который подключен ко входу 480 нецелочисленного дециматора 470А. Выходная частота дискретизации fSR1 составляет fSR1=fS/M, где М - целое число.
Нецелочисленный дециматор 470А принимает сигнал SRED1, имеющий частоту fSR1 дискретизации, в виде последовательности значений S(j) данных и формирует выходной сигнал SRED2 в виде другой последовательности значений R(q) данных на своем выходе 590.
Нецелочисленный дециматор 470А может иметь в своем составе память 604, выполненную с возможностью приема и хранения значений S(j) данных, а также информации, указывающей соответствующую частоту fROT вращения контролируемого вала. Следовательно, в памяти 604 могут храниться все значения S(j), таким образом, чтобы они ассоциировались со значением, указывающим частоту вращения контролируемого вала во время регистрации значения сигнала SEA датчика, соответствующего этому значению S(j) данных.
Формирование более точного значения частоты вращения.
Нецелочисленный дециматор 470А выполнен с возможностью, при формировании выходных значений R(q) данных, считывать из памяти 604 значения S(j) данных, а также информацию, указывающую соответствующую частоту fROT вращения.
На фиг. 17 и 18 результирующий сигнал SRED2, предоставляемый на выходном порте нецелочисленного дециматора 470, имеет частоту дискретизации
fsR2 = U/N-fsR1,
где fSR1 - частота дискретизации сигнала SRED, принятого на порте 480.
Дробное значение U/N зависит от сигнала управления соотношением, принятого на входном порте 490. Как отмечалось выше, сигнал управления соотношением может быть сигналом, указывающим частоту вращения вала 8, который может предоставляться датчиком 420 частоты вращения (см. фиг. 1 и/или
5).
Как отмечалось выше, сигнал управления соотношением может зависеть от сигнала, указывающего частоту вращения вала 8, который может предоставляться датчиком 420 частоты вращения (см. фиг. 1 и/или 5). Датчик 420 частоты вращения может быть реализован с помощью устройства 420, формирующего импульсный сигнал соответствующим образом выбранной частоты, обеспечивающей требуемую точность сигнала частоты вращения. В одном из вариантов осуществления настоящего изобретения устройство 420 выполнено с возможностью предоставления сигнала, маркирующего полный оборот, при каждом обороте вала 8. Маркерный сигнал оборота может иметь форму электрического импульса, фронт которого может точно регистрироваться и указывать на определенное положение контролируемого вала во время вращения. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения устройство 420 может формировать множество импульсных сигналов на каждом обороте контролируемого вала 8.
Сигнал положения, который можно назвать также индексным импульсом, может формироваться на выходе устройства 420 в ответ на обнаружение признака нулевого угла на кодовом диске, вращающемся вместе с контролируемым валом. Это может осуществляться несколькими различными способами, что должно быть очевидно специалистам в данной области техники. Например, на кодовый диск может быть нанесен признак нулевого угла, который формирует сигнал нулевого угла на каждом обороте диска. Для правильной интерпретации сигнала положения может требоваться также информация о передаточном коэффициенте. Информация о передаточном коэффициенте может указывать на приблизительное значение передаточного коэффициента между контролируемой частью 8 и вращающейся частью устройства 420, которая формирует сигнал положения.
Изменение частоты вращения может регистрироваться, например, при помощи записи "маркерного сигнала полного оборота" в память 604 каждый раз, когда контролируемый вал проходит определенное положение при вращении, и при помощи связывания "маркерного сигнала полного оборота" со значением S(j) отсчета, принятым в этот же момент времени. Таким образом, в памяти 604 будет храниться большее количество отсчетов между двумя последовательными маркерными сигналами полного оборота, если вал будет вращаться медленнее, так как аналого-цифровой преобразователь формирует постоянное количество fS или fRED1, отсчетов в секунду.
Соответственно, устройство 14, 920 анализа состояния может быть выполнено с возможностью записи значений S(j) данных, импульсных сигналов Pi кодового диска и информации о времени таким образом, чтобы каждое значение S(i) данных измерений могло быть связано с данными, указывающим угловое положение и положение во времени. Это, в свою очередь, дает возможность связать значение частоты вращения, имеющее высокую точность, с каждым значением S(j) данных измерений.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения информация о положительных фронтах сигнала Р обрабатывается параллельно с фильтрацией 240, формированием 250 огибающей и децимацией (прореживанием) 310, чтобы сохранять временные соотношения между положительными фронтами сигнала Р кодера и соответствующими значениями Se(i) и S(j) отсчетов вибрации. Такая обработка сигнала схематически проиллюстрирована на фиг. 30.
Фиг. 19В представляет собой блок-схему одного из вариантов осуществления формирователя 601 значений частоты вращения. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения формирователь 601 значений частоты вращения имеет в своем составе память 602. Формирователь 601 значений частоты вращения выполнен с возможностью приема последовательности значений S(j) измерений и последовательности сигналов положения,вместе с временными соотношениями между ни
ми, при этом формирователь 601 значений частоты вращения выполнен с возможностью предоставления на его выходе последовательности пар SP значений S(j) данных измерений, связанных с соответствующими значениями fROT(j) частоты вращения. Более подробное описание этой процедуры приведено ниже.
Фиг. 19С представляет собой упрощенную иллюстрацию одного из вариантов осуществления памяти 602 и ее содержимого, при этом столбцы № 01, № 02, № 03, № 04 и № 05 в левой части иллюстрации памяти 602 являются поясняющим изображением, имеющим целью иллюстрацию временных соотношений между временем регистрации импульсных сигналов Pi кодера (см. столбец № 02) и соответствующими значениями S(j) данных измерений вибрации (см. столбец № 05).
Как отмечалось выше, аналого-цифровой преобразователь 40, 44 выполняет дискретизацию аналогового сигнала SEA электрического измерения с исходной частотой fS дискретизации с целью формирования цифрового сигнала SMD измерений. Сигнал Р кодера также может регистрироваться практически с тем же исходным временным разрешением fS, в соответствии с иллюстрацией в столбце №0 2 фиг. 19С. Такая обработка сигнала проиллюстрирована также на фиг. 30 и рассмотрена более подробно при описании фиг. 30 ниже. Столбец № 01 иллюстрирует течение времени в виде последовательности временных слотов, в которой каждый временной слот имеет продолжительность dt = 1/fsample, где fsample - частота дискретизации, связанная целочисленным коэффициентом с исходной частотой fS дискретизации аналогового сигнала SEA электрического измерения. В соответствии с предпочтительным вариантом осуществления настоящего изобретения частота fsample дискретизации равна исходной частоте fS дискретизации. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения частота fsample дискретизации равна первой пониженной частоте fSR1 дискретизации, которая понижена с целочисленным коэффициентом М по сравнению с исходной частотой fS дискретизации.
В столбце № 02 фиг. 19С каждый положительный фронт сигнала Р кодера обозначен цифрой "1". В данном примере положительный фронт сигнала Р кодера зарегистрирован в 3-м, 45-м и 78-м временных слотах, а также в 98-м временном слоте в соответствии с иллюстрацией в столбце № 02. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения регистрируются отрицательные фронты сигнала положения, что дает результат, эквивалентный регистрации положительных фронтов. В соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения регистрируются и положительные, и отрицательные фронты сигнала положения для получения избыточности и обеспечения в дальнейшем возможности выбора использования положительных или отрицательных фронтов.
Столбец № 03 иллюстрирует последовательность значений Se(i) отсчетов вибрации, сформированную аналого-цифровым преобразователем 40, 44, а столбец № 05 иллюстрирует соответствующую последовательность значений S(j) отсчетов вибрации, сформированную целочисленным дециматором 310. Следовательно, если целочисленный дециматор настроен на прореживание с коэффициентом М=10, то на каждые десять отсчетов Se(i), введенные в целочисленный дециматор 310, будет сформировано одно значение S(j) отсчета вибрации. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения высокая точность информации РТ о положении и времени, связанная со значением S(j) отсчета вибрации с пониженной частотой дискретизации, поддерживается за счет назначения амплитуды сигнала "Время положения" в столбце № 04 равным значению РТ = 3, указывающему на то, что положительный фронт (см. столбец № 02) был зарегистрирован во временном слоте № 03. Следовательно, значение амплитуды сигнала "Время положения" после этапа 310 целочисленного прореживания указывает на время регистрации фронта сигнала Р положения относительно значения S(1) отсчета.
В примере на фиг. 19С значение амплитуды сигнала "Время положения" для отсчета с индексом i = 3 составляет РТ = 3, следовательно, поскольку коэффициент прореживания М = 10, значение S(1) было предоставлено во временном слоте 10, это означает, что фронт был зарегистрирован М - РТ = 10-3 = 7, т.е. за 7 слотов до слота отсчета S(1).
Соответственно, в соответствии с иллюстрацией фиг. 30 устройство 14, 920 может выполнять обработку информации о положительных фронтах сигнала Р параллельно с фильтрацией 240, формированием 250 огибающей и децимацией 310 отсчетов вибрации, чтобы сохранять временные соотношения между положительными фронтами сигнала Р кодера и соответствующими значениями Se(i) и S(j) отсчетов вибрации при упомянутой выше обработке сигнала - от регистрации аналоговых сигналов до формирования значений частоты дискретизации, используемых в нецелочисленном дециматоре.
Фиг. 19D представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую один из вариантов способа функционирования формирователя 601 значений частоты вращения, показанного на фиг. 19В.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения формирователь 601 анализирует (шаг #10) временные соотношения между тремя последовательно принятыми сигналами положения, чтобы установить, находится ли вращающаяся часть 8 в фазе вращения с постоянной частотой или в фазе ускорения. Такой анализ может выполняться на основе информации из памяти 602 в соответствии с предшествующим описанием (см. фиг. 19С).
Если анализ показывает, что между сигналами положения имеется одинаковое количество временных слотов, то формирователь значений частоты вращения делает вывод (на шаге S#20), что частота вращения является постоянной, и в этом случае выполняется шаг S#30. На шаге S#30 в формирователе значений частоты вращения может вычисляться временной интервал между двумя последовательными
сигналами положения путем умножения длительности временного слота dt = 1/fS на количество временных слотов между двумя последовательными сигналами положения. В случае, когда сигнал положения формируется один раз за полный оборот контролируемого вала, частота вращения может быть вычислена как
V = 1(ndiff* dt)
где ndiff - количество временных слотов между двумя последовательными сигналами положения. В течение фазы с постоянной частотой вращения всем значениям S(j) отсчетов (см. столбец № 05 на фиг. 19С), связанным с тремя анализируемыми сигналами положения, может быть назначено одно и то же проиллюстрированное выше значение частоты вращения V = 1 (ndiff-dt). После этого может снова выполняться шаг S#10 для трех следующих последовательно принятых сигналов положения. Альтернативно, при повторе шага #10 предыдущий третий сигнал Р3 положения может быть использован в качестве первого сигнала Р1 положения (т.е. Р1 = Р3), чтобы гарантированно обнаружить любое изменение частоты вращения.
Если анализ (шаг S#10) показывает, что количество временных слотов между первым и вторым сигналами положения отличается от количества временных слотов между вторым и третьим сигналами положения, то в формирователе значений частоты вращения делается вывод (на шаге #20) о том, что контролируемая вращающаяся часть 8 находится в фазе ускорения.
На следующем шаге S#40 формирователь 601 значений частоты вращения выполняет установление моментальных значений частот вращения на фазе ускорения, а также связывание каждого из значений S(i) данных измерений с определенным моментальным значением Vp частоты вращения, указывающим частоту вращения контролируемой части во время регистрации значения (SEA) сигнала датчика, соответствующего этому значению S(i) данных.
Согласно варианту осуществления формирователь 601 значений частоты вращения выполняет установление значений моментальной частоты вращения при помощи линейной интерполяции. Согласно другому варианту осуществления формирователь 601 значений частоты вращения выполняет установление значений моментальной частоты вращения при помощи нелинейной интерполяции.
Фиг. 19Е представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую еще один из вариантов способа выполнения шага S#40 фиг. 19D. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения допускается, что в интервалах между двумя взаимно смежными индикаторами Р положения (см. столбец 302 на фиг. 19С) ускорение имеет постоянное значение. Следовательно, если
индикатор Р положения предоставляется один раз за оборот и
коэффициент передачи равен 1/1, то
угловое расстояние, пройденное между двумя взаимно смежными индикаторами Р, составляет 1 оборот или 360°, и
длительность равна Т = ndiff-dt,
где ndiff - количество слотов длительностью dt между двумя взаимно смежными индикаторами Р положения.
В соответствии с иллюстрацией фиг. 19С первый индикатор Р положения был зарегистрирован в слоте i1 = № 03, а следующий индикатор Р положения был зарегистрирован в слоте i2 = № 45, следовательно, длительность составляла ndiff = i2 - i1 = 45-3 = 42 временных слота.
Следовательно, на шаге S#60 (см. фиг. 19Е в комбинации с фиг. 19С), формирователь 601 значений частоты вращения выполняет вычисление первого количества ndiff временных слотов между двумя последовательными сигналами Р1 и Р2 положения, т.е. между сигналом P(i=3) положения и сигналом P(i=45) положения.
На шаге S#70 формирователь 601 значений частоты вращения выполняет вычисление первого значения VT1 частоты вращения. Первое значение VT1 частоты вращения может быть вычислено как
VT1 = 1/(ndiff-dt),
где VT1 - частота вращения, об/мин,
ndiff - количество временных слотов между двумя последовательными сигналами положения; dt - длительность временного слота, с.
Поскольку считается, что ускорение в интервале между двумя смежными индикаторами Р положения имеет постоянное значение, то вычисленное значение первой VT1 частоты вращения присваивается временному слоту, находящемуся посередине между двумя последовательными сигналами положения
(шаг S#80).
Следовательно, в данном примере, в котором первый индикатор Р1 положения был зарегистрирован в слоте iP1=№ 03, и следующий индикатор Р2 положения было зарегистрирован в слоте iP2=№ 45, первым серединным временным слотом будет слот iP2-2 = iP1 + (iP2 - iP1)/2 = 3 + (45 - 3)/2 = 24.
Следовательно, на шаге S#80 первое значение VT1 частоты вращения может быть назначено временному слоту (например, временному слоту i = 24), представляющему момент времени, предшествующий временному моменту регистрации фронта второго сигнала P(i=45) положения, см. фиг. 19С.
Присваивание значения частоты вращения временному слоту, представляющему момент времени
между двумя последовательными сигналами положения, выполняемое ретроспективно, позволяет значительно снизить погрешность значения частоты вращения, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. Способы, имеющиеся на существующем уровне техники, являются удовлетворительными для получения моментальных значений с целью определения значений постоянной частоты вращения при нескольких различных частотах вращения, однако решения существующего уровня техники показывают неудовлетворительные результаты при применении для определения значений частоты вращения вращающейся части в течение фазы ускорения.
Напротив, способы, соответствующие вариантам осуществления настоящего изобретения, обеспечивают возможность эффективного определения значений частоты вращения даже в течение фазы ускорения.
На следующем шаге S#90 формирователь 601 значений частоты вращения выполняет установление второго количества слотов ndiff2 между следующими двумя последовательными сигналами положения. В примере фиг. 19С оно равно количеству слотов ndiff2 между слотом 45 и слотом 78, т.е. ndiff2 = 78-45 = 33.
На шаге S#100 формирователь 601 значений частоты вращения выполняет вычисление второго значения VT2 частоты вращения. Второе значение VT2 частоты вращения может быть вычислено как
VT2 = Vp61 = 1/(ndiff2-dt),
где ndiff2 - количество временных слотов между двумя последовательными сигналами Р2 и Р3 положения. Следовательно, в примере на фиг. 19С значение ndiff2, т.е. количество слотов между слотом 45 и слотом 78, равно 33.
Поскольку считается, что ускорение в интервале между двумя смежными индикаторами Р положения имеет постоянное значение, то вычисленное значение VT2 частоты присваивается (шаг S#110) временному слоту, находящемуся посередине между двумя последовательными сигналами положения.
Следовательно, в примере фиг. 19С вычисленное второе значение VT2 частоты вращения присваивается слоту 61. Следовательно, частота вращения в слоте 61 назначается равной V(61):=VT2.
Следовательно, на шаге S#110 второе значение VT2 частоты вращения может быть поставлено в соответствие временному слоту (например, временному слоту i=61), представляющему собой момент времени, предшествующий временному моменту регистрации фронта второго сигнала P(i=78) положения, см. фиг. 19С.
Следовательно, в данном примере, в котором первый индикатор положения был зарегистрирован в слоте i2 = 45, а следующий индикатор Р положения был зарегистрирован в слоте i3 = № 78, номер второго серединного временного слота будет равен целой части следующего выражения:
+ (1РЗ - 1рг) I
1р2-з = 1РЗ + 1'РЗ - Ip2) / 2 = 45 + (78 - 45) / 2 = 45 + 33/2 = 61,5.
Следовательно, вторым серединным временным слотом будет временной слот iP2-3. На следующем шаге S#120 вычисляется первое значение ускорения за соответствующий период времени. Первое значение ускорения может быть вычислено как
а12 = (VT2-VT1)/((iVT2- i\m)*dt)
В примере на фиг. 19С второе значение VT2 было присвоено слоту 61, поэтому iVT2 = 61, а первое значение VT1 частоты вращения было присвоено слоту 24, поэтому iVT1 = 24. Следовательно, поскольку dt = 1/fs, значение ускорения может быть представлено как
На следующем шаге S#130 формирователь 601 значений частоты вращения выполняет связывание установленного первого значения а12 ускорения с временными слотами, для которых установленное значение а12 ускорения является верным. Это могут быть все временные слоты между слотом с первым значением VT1 частоты вращения и слотом со вторым значением VT2 частоты вращения. Следовательно, установленное первое значение а12 ускорения может быть связано с каждым временным слотом временного промежутка между слотом с первым значением VT1 частоты вращения и слотом со вторым значением VT2 частоты вращения. В примере фиг. 19С такими слотами будут слоты 25-60. Это проиллюстрировано в столбце № 07 фиг. 19С.
На следующем шаге S#140 формирователь 601 значений частоты вращения выполняет установление значений частоты вращения для значений S(j) измерений, связанных с интервалом, в котором установленное значение ускорения является верным. Следовательно, значения частоты вращения устанавливаются для каждого временного слота, который связан со значением S(j) измерений и связан с установленным первым значением а12 ускорения.
При линейном ускорении, т.е. когда ускорение является постоянным, частота вращения в любой заданный момент времени задается уравнением
V(i) = V(i-1) + а * dt,
где V(i) - моментальное значение частоты вращения в момент времени, соответствующий слоту i,
V(i-1) - моментальная частота вращения в момент времени слота, непосредственно предшествующего слоту i,
а - ускорение,
dt - длительность временного слота.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частота для каждого слота от слота 25 до слота 60 может вычисляться таким образом последовательно, как это проиллюстрировано в столбце № 08 фиг. 19С. Следовательно, моментальные значения частот вращения, связываемые с регистрируемыми значениями S(3), S(4), S(5) и S(6) измерения, которые связаны со значением а12 ускорения, могут устанавливаться описанным способом.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения моментальная частота вращения для слота 30, связанного с первым значением S(j) = S(3), может быть вычислена как
V(i=30) = Vp30 = VT1 + a* (30-24)*dt = Vp24 + а * 6*dt
Моментальная частота вращения для слота 40, связанного с первым значением S(j) = S(4), может быть вычислена как
V(i=40) = Vp40 = VT1 + a* (40-24)*dt = Vp40 + а* 16*dt
или как
V(i=40) = Vp40 = V(30) + (40-30)*dt = Vp30 + a* 10*dt.
Моментальная частота вращения для слота 50, связанного с первым значением S(j) = S(5) измерения, может после этого быть вычислена как
V(i=50) = Vp50 = V(40) + (50-40)*dt = Vp40 + a* 10*dt,
а моментальная частота вращения для слота 60, связанного с первым значением S(j) = S(6) измерения, может после этого быть вычислена как
V(i=60) = Vp50 + a* 10*dt
После выполнения связывания со значением моментальной частоты вращения значений S(j) дискретизации измерений, которые связаны с установленным значением ускорения, в соответствии с предшествующим описанием, на выход упомянутого формирователя 601 значений частоты вращения предоставляется массив данных, включающий временную последовательность значений S(j) отсчетов измерений, в которой каждое значение связано со значением V(j), fRoT(j) частоты вращения.
Временная последовательность значений S(j) отсчетов измерений вместе со связанными значениями V(j), fRoT(j) частоты вращения может использоваться в нецелочисленном дециматоре 470, 470В фиг. 17, 18 или 19А, например, при выполнении способа, описанного на примере фиг. 21 и 22.
Далее будет описан еще один вариант осуществления способа на примере фиг. 19Н. В соответствии с данным вариантом осуществления настоящего изобретения формирователь значений частоты вращения выполняет запись (см. шаг S#160 на фиг. 19Н) значений (Рщ) упомянутого сигнала (Ер) положения, таким образом, что, по меньшей мере, между некоторыми из записываемых значений (Рщ) сигнала положения имеется первое временное соотношение ndiff, например, между первым значением P1(i) и вторым значением P2(i) сигнала положения. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения, второе значение P2(i) сигнала положения принимается и записывается во временном слоте (i), который наступает через ndiff слотов после приема первого значения Р1щ сигнала положения (см. шаг #160 фиг. 19Н). Затем третье значение Р3^ сигнала положения принимается и записывается (см. шаг #170 фиг. 19Н) во временном слоте (i), который наступает через ndiff слотов после приема второго значения Р2щ сигнала положения.
В соответствии с иллюстрацией шага S#160 на фиг. 19Н формирователь значений частоты вращения может выполнять вычисление значения соотношения
а12 = гут /ridiff2.
Если соотношение равно или приблизительно равно единице, то в формирователе значений частоты вращения принимается решение, что частота вращения является постоянной и выполняется переход к вычислению частоты вращения в соответствии со способом для фазы вращения на постоянной частоте.
Если значение а12 соотношения больше единицы, то значение этого соотношения указывает на процентный показатель роста частоты вращения.
Если значение а12 соотношения меньше единицы, то значение этого соотношения указывает на процентный показатель уменьшения частоты вращения.
Фиг. 19F представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую один из вариантов способа выполнения шага S#40 фиг. 19D. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения считается, что ускорение имеет постоянное значение во временных интервалах между любыми двумя смежными индикаторами Р положения (см. столбец № 02 на фиг. 19С). Следовательно, если
индикатор Р положения предоставляется один раз за оборот и
коэффициент передачи равен 1/1, то
угловое расстояние, пройденное между двумя смежными индикаторами Р, составляет 1 оборот или
360°, и
длительность равна Т = n-dt,
где n - количество слотов длительности dt между первыми двумя взаимно смежными индикаторами Р1 и Р2 положения.
На шаге S#200 может быть вычислено первое значение VT1 частоты вращения
VT1 = 1 / (пая* dt),
где VT1 - частота вращения, об/мин,
ndiff - количество временных слотов между двумя последовательными сигналами положения; dt - длительность временного слота, с.
Значение dt может, например, быть обратным исходной частоте fS дискретизации.
Поскольку считается, что ускорение в интервале между любыми двумя смежными индикаторами Р положения имеет постоянное значение, то вычисленное значение VT1 частоты вращения присваивается первому серединному временному слоту, находящемуся посередине между двумя последовательными сигналами Р1 и Р2 положения.
На шаге S#210 может быть вычислено второе значение VT2 частоты вращения как
VT2 = 1/(ndiff2-dt),
где VT2 - частота вращения, об/мин,
ndiff2 - количество временных слотов между двумя последовательными сигналами положения, и dt - длительность временного слота, с.
Значение dt может, например, быть обратным исходной частоте fS дискретизации.
Поскольку считается, что ускорение в интервале между любыми двумя смежными индикаторами Р положения имеет постоянное значение, то вычисленное значение VT2 частоты вращения присваивается второму серединному временному слоту, находящемуся посередине между двумя последовательными сигналами Р2 и Р3 положения.
После этого может быть вычислена разность VA частот вращения
VDella=VT2-VT2.
Значение VA разности может быть поделено на количество временных слотов между вторым серединным временным слотом и первым серединным временным слотом. Результирующее значение представляет собой разность dV частот вращения между соседними слотами.
Значение моментальной частоты вращения, которое будет связано с выбранными временными слотами, может быть после этого вычислено с использованием упомянутого первого значения VT1 частоты вращения и значения, представляющего разность частот вращения между двумя соседними слотами.
После связывания значений S(j) отсчетов измерений, которые связаны с временными слотами между первым серединным временным слотом и вторым серединным временным слотом, со значением моментальной частоты вращения в соответствии с предшествующим описанием на выход упомянутого формирователя 601 значений частоты вращения предоставляется массив данных, включающий временную последовательность значений S(j) отсчетов измерений, в которой каждое значение связано со значением V(j). Значение V(j) моментальной частоты вращения может быть также обозначено как fRoT(j).
Временная последовательность значений S(j) дискретизации измерений, вместе со связанными значениями V(j), fRoT(j) частоты вращения, могут использоваться в нецелочисленном дециматоре 470, 470В, показанном на фиг. 17, 18 или 19А, например, при выполнении способа, описанного на примере фиг. 21 и
22.
Таким образом, в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения первое значение VT1 моментальной частоты вращения может быть установлено на основе углового расстояния A-FIp1-p2 между первым сигналом Р1 положения и вторым сигналом Р2 положения и на основе соответствующего временного интервала A-Tp1-p2 = tP2 - tP1.
После этого может быть установлено второе значение VT2 моментальной частоты вращения на основе углового расстояния A-FIp2-p3 между вторым сигналом Р2 положения и третьим сигналом Р3 положения и на основе соответствующего временного интервала A-Tp2-p3 = tP3 - tP2. После этого могут быть установлены значения моментальной частоты вращения вращающейся части 8 при помощи интерполяции между первым значением VT1 моментальной частоты вращения и вторым значением VT2 моментальной частоты вращения.
Другими словами, в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения два значения VT1 и VT2 моментальной частоты вращения могут быть установлены на основе угловых расстояний A-FIp1-p2, A-FIp2-p3 и соответствующих временных интервалов между двумя последовательными сигналами положения и после этого могут быть установлены значения моментальной частоты вращения вращающейся части 8 при помощи интерполяции между первым значением VT1 моментальной частоты вращения и вторым значением VT2 моментальной частоты вращения.
Фиг. 19G представляет собой график с иллюстрацией серии последовательных во времени сигналов Р1, Р2, Р3, положения, где каждый из сигналов Р положения указывает на полный оборот контролируемого вала 8. Следовательно, значение времени в секундах увеличивается по горизонтальной оси вправо.
На вертикальной оси отмечена частота вращения, измеряемая в оборотах в минуту (об/мин). На примере фиг. 19G далее будут проиллюстрированы результаты выполнения способа в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения. Первое значение V(t1) = VT1 мо
ментальной частоты вращения может быть установлено на основе углового расстояния A-FIp1-p2 между первым сигналом Р1 положения и вторым сигналом Р2 положения и на основе соответствующего временного интервала A-T1-2 = tP2 - tP1. Значение частоты вращения, полученное делением углового расстояния A-FIp1-p2 на соответствующий временной интервал (tP2 - tP1), дает частоту V(t1) вращения вращающейся части 8 в первый серединный момент t1 времени, который на иллюстрации фиг. 19G обозначается также как mtp (mid time point, серединный момент времени).
После этого может быть установлено второе значение V(t2) = VT2 моментальной частоты вращения на основе углового расстояния A-FI между вторым сигналом Р2 положения и третьим сигналом Р3 положения и на основе соответствующего временного интервала A-T2-3 = tP3 - tP2.
Значение частоты вращения, полученное делением этого углового расстояния A-FI на соответствующий временной интервал (tP3-tP2), дает частоту V(t2) вращения вращающейся части 8 во второй серединный момент t2 времени (2-й mtp) в соответствии с иллюстрацией фиг. 19.
После этого могут быть установлены значения моментальной частоты вращения для моментов времени между первым серединным моментом времени и вторым серединным моментом времени при помощи интерполяции между первым значением VT1 моментальной частоты вращения и вторым значением VT2 моментальной частоты вращения, как это проиллюстрировано кривой fROTint.
Математически этом может быть представлено следующим уравнением:
V(t12) = V(t1) + a*(H2-t1)
Следовательно, если частота вращения вала 8 может регистрироваться в два момента времени (t1 и t2), а ускорение а является постоянным, то может быть вычислена моментальная частота вращения для любого момента времени. А именно, частота V(t12) вращения вала в момент t12 времени, который представляет собой момент времени, следующий за моментом t1, но предшествующий моменту t2, может быть вычислена как
где а - ускорение, и
t1 - первый серединный момент t1 времени (см. фиг. 19G).
Установление значения частоты вращения в соответствии с предшествующим описанием, а также работа нецелочисленного дециматора в соответствии с описанием на примере фиг. 17, 18, 19А, 21 и 22 могут обеспечиваться при помощи выполнения соответствующих шагов способа, а это может достигаться при помощи компьютерной программы 94, хранящейся в памяти 60 в соответствии с предшествующим описанием. Эта компьютерная программа может исполняться при помощи DSP 50. Альтернативно, компьютерная программа может исполняться электрически программируемой вентильной матрицей (Field Programmable Gate Array, FPGA).
Установление значения частоты вращения в соответствии с предшествующим описанием, а также работа нецелочисленного дециматора в соответствии с описанием на примере фиг. 17, 18, 19А, 21 и 22 могут обеспечиваться при помощи устройства 14 анализа при исполнении процессором 50 соответствующего программного кода 94, как это было описано выше в отношении фиг. 4. Процессор 50 данных может включать центральный процессорный блок для управления работой устройства 14 анализа. Альтернативно, процессор 50 может быть реализован с помощью цифрового сигнального процессора 50В (DSP). DSP 50B может быть выполнен с возможностью фактического исполнения программного кода 90 в целях обеспечения исполнения, устройством 14 анализа, программы 94, обеспечивающей выполнение процедур, описанных выше. В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения процессор 50В представляет собой электрически программируемую вентильную матрицу (FPGA).
Понижение частоты дискретизации с нецелочисленным коэффициентом.
Значения S(j) данных, считанные из памяти 604, подаются в средство 540 для добавления U-1 отсчетов между каждыми двумя значениями отсчетов, принимаемыми портом 480. Каждое дополняющее значение отсчета имеет определенное значение амплитуды. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения все дополняемые значения отсчетов имеют нулевую (0) амплитуду.
Результирующий сигнал подается в фильтр 550 нижних частот, частота отсечки которого управляется значением U, предоставленным из формирователя 500 дробных чисел, в соответствии с предшествующим описанием.
Результирующий сигнал подается в селектор 580 отсчетов. Селектор отсчетов принимает значение N на одном из портов и сигнал из фильтра 550 нижних частот на другом порте, при этом в ответ на эти входные сигналы он формирует последовательность значений отсчетов. Селектор отсчетов выполнен с возможностью выборки каждого N-го отсчета из сигнала, поступающего от фильтра 550 нижних частот. Результирующий сигнал SRED2 имеет частоту дискретизации fSR2=U/N * fSR1, где fSR1 - частота дискретизации сигнала SRED, принятого на порте 480. Результирующий сигнал SRED2 выдается на выходной порт
590.
Следовательно, частота fSR2 дискретизации выходных значений R(q) данных ниже, чем входная частота fSR1 дискретизации, с коэффициентом D. Коэффициент D может быть выбран равным произвольному числу, большему 1, и при этом может представлять собой дробное число. В соответствии с предпоч
тительными вариантами осуществления настоящего изобретения коэффициент D может быть назначен равным значению в диапазоне от 1,0 до 20,0. В одном из предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент D представляет собой дробное число, которое может быть назначено равным значению в диапазоне от около 1,3 до около 3,0. Коэффициент D может быть получен при помощи присвоения целочисленным переменным U и N соответствующих значений. Коэффициент D равен N, деленному на U
D=N/U.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения целые числа U и N могут быть назначены равными большим целым числам с целью обеспечения возможности отслеживания коэффициентом D = N/U изменений частоты вращения с минимальной погрешностью. Выбор значений переменных U и N равным целым числам, большим 1000, эффективно позволяет достичь высокой точности при подстройке выходной частоты дискретизации с целью отслеживания изменений частоты вращения контролируемого вала. Так, например, выбор N = 500 и U = 1001 дает D = 2,002.
Переменной D присваивается подходящее значение в начале измерений, и это значение связывается с определенной частотой вращения контролируемого вала. После этого во время сеанса контроля состояния дробное значение D автоматически корректируется в ответ на частоту вращения контролируемой вращающейся части, в результате чего в сигнале, выдаваемом на порте 590, обеспечивается практически постоянное количество отсчетов на каждом обороте контролируемой вращающейся части.
Как отмечалось выше, кодер 420 способен предоставлять сигнал, маркирующий полный оборот, на каждом обороте вала 8. Маркерный сигнал полного оборота может иметь форму электрического импульса, фронт которого может точно регистрироваться и указывать на определенное положение контролируемого вала 8 во время его вращения. Маркерный сигнал полного оборота, который можно называть также индексным импульсом, может формироваться на выходе кодера 420 в ответ на обнаружение признака нулевого угла на кодовом диске, вращающемся вместе с контролируемым валом. Это может осуществляться несколькими различными способами, что должно быть очевидно специалистам в данной области техники. Например, на кодовый диск может быть нанесен признак нулевого угла, который формирует сигнал нулевого угла при каждом обороте диска. Изменение частоты вращения может регистрироваться, например, при помощи записи "маркерного сигнала полного оборота" в память 604 каждый раз, когда контролируемый вал проходит определенное положение при вращении, и при помощи связывания "маркерного сигнала полного оборота" со значением S(j) отсчета, принятым в этот же момент времени. Таким образом, в памяти 604 будет храниться большее количество отсчетов между двумя последовательными маркерными сигналами полного оборота, если вал будет вращаться медленнее, так как аналого-цифровой преобразователь формирует постоянное количество fS отсчетов в секунду.
Фиг. 20 представляет собой блок-схему дециматора 310 и еще одного из вариантов осуществления нецелочисленного дециматора 470. Данный вариант осуществления нецелочисленного дециматора обозначен 470В. Нецелочисленный дециматор 470В может иметь в своем составе память 604, выполненную с возможностью приема и хранения значений S(j) данных, а также информации, указывающей соответствующую частоту fROT вращения контролируемой вращающейся части. Следовательно, в памяти 604 могут храниться все значения S(j), таким образом, чтобы они были ассоциированы со значением, указывающим частоту fROT(j) вращения контролируемого вала во время регистрации значения SEA сигнала датчика, соответствующего этому значению S(j) данных. Обеспечение значений S(j) данных, связанных с соответствующими значениями fROT(j) частоты вращения, описано выше на примере фиг. 19A-19G.
Нецелочисленный дециматор 470В принимает сигнал SRED1, имеющий частоту fSR1, дискретизации, в виде последовательности значений S(j) данных и формирует выходной сигнал SRED2 в виде другой последовательности значений R(q) данных на своем выходе 590.
Нецелочисленный дециматор 470В может иметь в своем составе память 604, выполненную с возможностью приема и хранения значений S(j) данных, а также информации, указывающей соответствующую частоту fROT вращения контролируемой вращающейся части. В памяти 604 значения S(j) данных могут храниться в блоках таким образом, чтобы каждый блок был связан со значением, указывающим соответствующую частоту вращения контролируемого вала, в соответствии с приведенным ниже описанием в отношении фиг. 21.
Нецелочисленный дециматор 470В может также иметь в своем составе формирователь 606 переменной нецелочисленного дециматора, который выполнен с возможностью формирования дробного числа D. Дробное число D может представлять собой число с плавающей точкой. Следовательно, значение этого дробного числа может быть установлено равным значению числа с плавающей точкой в ответ на принятое значение fROT частоты вращения, таким образом, чтобы это значение с плавающей точкой указывало частоту вращения fROT с определенной погрешностью. В случае реализации с помощью соответствующим образом запрограммированного DSP, как отмечалось выше, погрешность значения с плавающей точкой может зависеть от способностей DSP к формированию значений с плавающей точкой.
Также нецелочисленный дециматор 470В может иметь в своем составе FIR-фильтр 608. FIR-фильтр 608 представляет собой FIR-фильтр нижних частот с определенной частотой отсечки нижних частот, выполненный с возможностью прореживания с коэффициентом DMAX. Коэффициент Dmax может быть
назначен равным подходящему значению, например 20,000. Также нецелочисленный дециматор 470В может иметь в своем составе формирователь 610 параметров фильтра.
Функционирование нецелочисленного дециматора 470В будет описано далее на примере фиг. 21 и 22.
Фиг. 21 представляет собой блок-схему алгоритма, иллюстрирующую один из вариантов осуществления способа функционирования дециматора 310 и нецелочисленного дециматора 470В фиг. 20.
На первом шаге S2000 частота fROT вращения части, состояние которой контролируют, записывается в память 604 (фиг. 20 и 21), это может выполняться практически в тот же момент времени, в котором начинается измерение вибрации или ударных импульсов. В соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения частота вращения части, состояние которой контролируют, анализируется в течение некоторого периода времени. Может записываться наивысшая зарегистрированная частота FROTmax и наименьшая зарегистрированная частота FROTmin вращения, например, в память 604 (фиг. 20 и
21).
На шаге S2010 анализируют записанные значения частоты вращения с целью выяснения, является ли частота вращения переменной. Если определено, что частота вращения является постоянной, селектор 460 (фиг. 16) может быть автоматически переключен в состояние для выдачи сигнала SRED, имеющего частоту fSR1 дискретизации, на вход 315 выделителя 320, при этом нецелочисленный дециматор 470, 470В может быть отключен. Если определено, что частота вращения является переменной, то нецелочисленный дециматор 470, 470В может быть автоматически включен, а селектор 460 автоматически переводится в состояние для выдачи на вход 315 выделителя 320 сигнала SRED2, имеющего частоту fSR2 дискретизации.
На шаге S2020 в пользовательском интерфейсе 102, 106 отображается записанное значение fROT частоты вращения или значения fROTmax, fROTmin, а также выдается запрос пользователю на ввод необходимого значение порядка Ov. Как отмечалось выше, частоту fROT вращения вала часто называют частотой "первого порядка". Представляющие интерес сигналы могут возникать около десяти раз за оборот вала (десятый порядок). Также интерес может представлять анализ гармоник некоторых сигналов, поэтому может быть рациональным измерение вплоть до 100-го порядка, или вплоть до 500-го порядка, или даже выше. Следовательно, пользователь может вводить значение порядка Ov с использованием пользовательского интерфейса 102.
На шаге S2030 определяется подходящая выходная частота fSR2 дискретизации. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения выходная частота fSR2 дискретизации назначается равной fSR2 = С-Ov-fRoimm,
где С - константа со значением более 2,0,
Ov - число, указывающее соотношение между частотой вращения контролируемой части и частотой повторения анализируемого сигнала,
частота fROTmin представляет собой наименьшую ожидаемую частоту вращения контролируемой части в течение предстоящего сеанса измерений. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения, значение fROTmin представляет собой наименьшую частоту вращения, зарегистрированную на шаге S2020 в соответствии с предшествующим описанием.
Константа С может быть выбрана равной значению 2,00 или выше в соответствии с теоремой о дискретизации. В соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения константа С может быть выбрана равной значению из диапазона между 2,40 и 2,70, где
k - это коэффициент, имеющий значение большее чем 2,0.
Соответственно, коэффициент k может быть выбран равным значению большему 2,0. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент С предпочтительно выбирают таким образом, чтобы 100-С/2 давало в результате целое число. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент С может быть назначен равным 2,56. Выбор С равным 2,56 дает 100-С = 256 = 2 в степени 8.
На шаге S2040 выбирают целочисленное значение М в зависимости от зарегистрированной частоты fROT вращения контролируемой части. Значение М может автоматически выбираться в зависимости от зарегистрированной частоты вращения контролируемой части таким образом, чтобы промежуточная пониженная частота fSR1 дискретизации была выше, чем требуемая частота fSR2 дискретизации выходного сигнала. Значение пониженной частоты fSR1 дискретизации выбирают также в зависимости от ожидаемой степени изменения частоты вращения во время сеанса измерений. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частота fS дискретизации аналого-цифрового преобразователя может быть равна 102,4 кГц. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения целочисленное значение М может быть назначено в диапазоне между 100 и 512, чтобы давать значения промежуточной пониженной частоты fSR2 дискретизации в диапазоне между 1024 и 100 Гц.
На шаге S2050 определяют дробное значение D прореживания. В случае, когда частота вращения части, состояние которой контролируется, является переменной, дробное значение D прореживания может изменяться в зависимости от регистрируемых значений моментальной частоты вращения.
В соответствии с другим вариантом осуществления шагов S2040 и S2050 целочисленное значение
М выбирают таким образом, чтобы промежуточная пониженная частота fSR1 дискретизации была больше чем fSR2 (определенная на описанном выше шаге S2030), по меньшей мере, на количество процентов, определяемое отношением наивысшего зарегистрированного значения fROTmax частоты вращения к наименьшему зарегистрированному значению fROTmin частоты вращения. В соответствии с данным вариантом осуществления настоящего изобретения максимальное значение DMAX дробного коэффициента прореживания назначается равным значению DMAX = fROTmax/fROTmin, а минимальное значение DMIN дробного коэффициента прореживания назначается равным 1,0. После этого в реальном времени осуществляется измерение фактического значения fROT частоты вращения, и моментальное дробное значение D назначается соответствующим образом.
Частота fROT представляет собой значение, указывающее измеренную частоту вращения контролируемой вращающейся части.
На шаге S206 запускаются фактические измерения, и может быть определена требуемая общая продолжительность измерений. Эта продолжительность может определяться в зависимости от требуемой степени подавления стохастических сигналов в выделителе. Следовательно, требуемая общая продолжительность измерений может быть задана таким образом, чтобы соответствовать или превосходить продолжительность, которая необходима для получения входного сигнала ILENGTH, в соответствии с предшествующим описанием в отношении фиг. 10А-13. Как отмечалось ранее в отношении фиг. 10А-13, более длинный входной сигнал ILENGTH обеспечивает лучшее подавление стохастических сигналов относительно периодических сигнальных структур в выходном сигнале.
Общая продолжительность измерений может также определяться в зависимости от требуемого количества оборотов контролируемой части.
После запуска измерений дециматор 310 принимает цифровой сигнал SENV с частотой fS и подает цифровой сигнал SRED1 пониженной частотой fSR1 = fs/M на выход 480 нецелочисленного дециматора. Далее сигнал SRED1 рассматривается как сигнал, имеющий значения S(j) отсчетов, где j - целое число.
На шаге S2070 осуществляется запись значений S(j) данных в память 604 и связывание каждого значения данных с частотой fROT вращения. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значение fROT частоты вращения считывается и записывается с частотой fRR = 1000 раз в секунду. Частота fRR чтения и записи может назначаться равной другим значениям в зависимости от степени изменения частоты fROT вращения контролируемой части.
На следующем шаге S2080 выполняется анализ записанных значений частоты вращения и разбиение записанных значений S(j) данных на блоки данных в зависимости от этих значений частоты вращения. Таким образом может формироваться набор блоков значений S(j) данных, при этом каждый блок значений S(j) данных будет связан с определенным значением частоты вращения. Это значение частоты вращения указывает частоту вращения контролируемой части во время записи данного конкретного блока значений S(j) данных. Отдельные блоки данных могут иметь различные размеры, т.е. отдельные блоки могут содержать различное количество значений S(j) данных.
Если, например, контролируемая вращающаяся часть сначала вращается с первой частотой fROT1 вращения в течение первого периода времени, а после этого изменяет частоту вращения и вращается со второй частотой fROT2 вращения в течение второго, более короткого периода времени, то записанные значения S(j) данных могут быть разбиты на два блока данных: первый блок значений данных, связанный с первым значением fROT1 частоты вращения, и второй блок значений данных, связанный со вторым значением fROT2 частоты вращения. В данном случае второй блок данных будет содержать меньшее количество значений данных, чем первый блок данных, поскольку второй период времени был короче.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения, после того как все записанные значения S(j) данных будут записаны в блоки, а все блоки будут связаны со значениями частоты вращения, способ переходит к шагу S2090.
На шаге S2090 выбирается первый блок значений S(j) данных и определяется нецелочисленный коэффициент D прореживания, соответствующий значению частоты fROT, которое было связано с данным блоком. Выполняется связывание данного значения нецелочисленного коэффициента D прореживания с первым блоком значений S(j) данных. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения после того, как все блоки будут связаны с соответствующим значением D нецелочисленного коэффициента прореживания, способ переходит к выполнению шага S2090. Следовательно, значение D нецелочисленного коэффициента прореживания подстраивается в зависимости от частоты fROT вращения.
На шаге S2100 выбирается блок значений S(j) данных и связанное с ним значение D нецелочисленного коэффициента прореживания в соответствии с предшествующим описанием шага S2090.
На шаге S2110 формируется блок выходных значений R в ответ на выбранный блок входных значений S и связанное с ним значение D нецелочисленного коэффициента прореживания. Это может выполняться в соответствии с описанием, приведенным в отношении фиг. 22.
На шаге S2120 выполняется проверка, имеются ли какие-либо еще значения входных данных, требующие обработки. Если имеется еще один блок значений входных данных для обработки, то повторяется шаг S2100. Если других блоков значений входных данных для обработки больше нет, то сеанс измерений завершается.
Фиг. 22А, 22В и 22С представляют собой блок-схемы алгоритмов, иллюстрирующие один из вариантов осуществления способа функционирования нецелочисленного дециматора 470В фиг. 20. На шаге S2200 выполняется прием блока значений S(j) входных данных и связанного с ним конкретного значения D нецелочисленного коэффициента прореживания. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения принятые данные соответствуют описанию, приведенному выше в описании шага S2100 фиг. 21. Все входные значения S(j) данных в принятом блоке входных значений S данных связаны с конкретным значением D нецелочисленного коэффициента прореживания.
На шагах S2210-S2390 FIR-фильтр 608 адаптируется под конкретное значение D нецелочисленного коэффициента прореживания, принятое на шаге S2200, при этом формируется набор соответствующих значений R(q) выходного сигнала. Это более подробно описано далее.
На шаге S2210 выбирают настройки фильтра, подходящие для конкретного значения D нецелочисленного коэффициента прореживания. Как отмечалось в отношении фиг. 20 выше, FIR-фильтр 608 представляет собой FIR-фильтр нижних частот с определенной частотой отсечки нижних частот, адаптирующейся под понижение частоты дискретизации с коэффициентом DMAX. Коэффициент DMAX может быть назначен равным подходящему значению, например 20.
Коэффициент FR фильтра назначают равным значению, зависящему от коэффициента DMAX и от конкретного значения D нецелочисленного коэффициента прореживания, принятого на шаге S2200. Шаг S2210 может выполняться формирователем 610 параметров фильтра (фиг. 20).
На шаге S2220 выбирается значение х стартовой позиции в принятом блоке входных данных S(j). Следует отметить, что значение х стартовой позиции не обязательно должно быть целым числом. FIR-фильтр 608 имеет длину FLENGTH, при этом значение x стартовой позиции выбирается затем в зависимости от длины FLENGTH фильтра и от значения FR коэффициента фильтра. Значение коэффициента FR фильтра назначается на описанном выше шаге S2210. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения значение х стартовой позиции может быть установлено равным х = FLENGTH/FR.
На шаге S2230 значение SUM суммы фильтра инициализируется и устанавливается в исходное значение, например SUM:= 0,0.
На шаге S2240 принимается позиция j в принятых входных данных, которая является смежной с позицией х и предшествует ей. Позиция j может быть выбрана равной целой части х.
На шаге S2250 выбирают позицию Fpos в FIR-фильтре, которая соответствует выбранной позиции j в принятых входных данных. Позиция Fpos может быть дробным числом. Позиция Fpos в фильтре относительно средней позиции в фильтре может быть определена как
Fpos=[(x-j)*FR]
где FR - значение коэффициента фильтра.
На шаге S2260 выполняется проверка, не находится ли найденное значение Fpos положения в фильтре вне допустимых предельных значений, например, указывает позицию вне фильтра. В таком случае выполняется переход к шагу S2300, описанному ниже. В противном случае выполняется переход к шагу
S2270.
На шаге S2270 при помощи интерполяции вычисляется значение фильтра. Следует отметить, что смежные значения коэффициентов фильтра в FIR-фильтре нижних частот могут иметь одинаковые числовые значения. Следовательно, значение интерполяции может быть получено с высокой точностью, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. Сначала вычисляется целочисленное значение позиции IFpos:
IFpos:= целая часть от Fpos.
Значение Fval фильтра для позиции Fpos будет равно Fval = A(IFpos) + [A(IFpos+I) - A(IFpos)] - [Fpos - IFpos],
где A(IFpos) и A(IFpos+I) - значения в опорном фильтре, а позиция Fpos в фильтре представляет собой позицию между этими значениями.
На шаге S2280 вычисляется обновленное значением суммы SUM фильтра в зависимости от позиции j в сигнале:
SUM:= SUM + Fval - S(j).
На шаге S2290 выполняется переход к другой позиции в сигнале. Позиция назначается равной j:=j-1. После этого выполняется переход к шагу S2250.
На шаге S2300 выбирается значение j позиции в принятом блоке входных данных, смежное с позицией х и следующее за ней. Позиция j может быть выбрана равной целой части х плюс 1, т.е. j:= j + целая часть от х.
На шаге S2310 выбирают позицию в FIR-фильтре, которая соответствует выбранной позиции j в принятых входных данных. Позиция Fpos может быть дробным числом. Позиция Fpos в фильтре относительно средней позиции в фильтре может быть определена как
FPOS = [(j-x) - FR],
где FR - значение коэффициента фильтра.
На шаге S2320 выполняется проверка: находится ли найденное значение Fpos положения в фильтре
вне допустимых предельных значений, например, указывает ли на позицию вне фильтра. В таком случае выполняется переход к шагу S2360, описанному ниже. В противном случае выполняется переход к шагу
S2330.
На шаге S2330 при помощи интерполяции вычисляется значение фильтра. Следует отметить, что смежные значения коэффициентов фильтра в FIR-фильтре нижних частот могут иметь одинаковые числовые значения. Следовательно, значение интерполяции может быть получено с высокой точностью, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники.
Сначала вычисляется целочисленное значение позиции IFpos:
IFpos:= целая часть от Fpos.
Значение фильтра для позиции Fpos будет равно
Fval = A(IFpos) + [A(IFpos+I) - A(IFpos)] - [Fpos - IFpos],
где A(IFpos) и A(IFpos+I) - значения в опорном фильтре, а позиция Fpos в фильтре представляет собой позицию между этими значениями.
На шаге S2340 вычисляется обновленное значением суммы SUM фильтра в зависимости от сигнала j позиции:
SUM:= SUM + Fval - S(j).
На шаге S2350 выполняется переход к другой позиции в сигнале. Позиция назначается равной j: = После этого выполняется переход к шагу S2310.
На шаге S2360 обеспечивается предоставляется значение R(j) данных. Выходное значение R(j) данных может передаваться в память таким образом, чтобы последовательные выходные значения данных хранились по последовательным адресам памяти. Численное значение R(j) выходных данных равно
R(j):= SUM.
На шаге S2370 обновляют значение х позиции х = х+ D.
На шаге S2380 обновляют значение j позиции
j = j + 1.
На шаге S2390 выполняется проверка, было ли сформировано нужное количество значений выходных данных. Если нужное количество значений выходных данных не было сформировано, то выполняется переход к шагу S2230. Если нужное количество значений выходных данных было сформировано, то выполняется переход к шагу S2120 способа, описанного в отношении фиг. 21.
То есть шаг S2390 должен обеспечить формирование блока значений R(q) выходного сигнала, соответствующего блоку входных значений S данных, принятых на шаге S2200, при этом во время формирования значений R выходного сигнала, соответствующего входным значениям S данных, должен выполняться шаг S2120, фиг. 21.
Способ, описанный на примере фиг. 22, может быть реализован в качестве подпроцедуры компьютерной программы, при этом шаги S2100 и S2110 могут быть реализованы в качестве основной программы.
Контроль состояния систем передачи.
Нужно отметить, что варианты осуществления настоящего изобретения могут также применяться для наблюдения, контроля и определения состояния зубчатых передач. Некоторые из вариантов осуществления настоящего изобретения дают особенно эффективный результат при контроле планетарных систем, включающих планетарные трансмиссии, передачи и/или коробки передач. Это более подробно описано далее. Планетарные трансмиссии, передачи и/или коробки передач известны также под названием эпициклических трансмиссий, передач и/или коробок передач.
Фиг. 23 представляет собой вид спереди с иллюстрацией системы 700 планетарной передачи. Система 700 планетарной передачи имеет в своем составе одну или более внешних шестерней 702, 703, 704, вращающихся вокруг центральной шестерни 701. Внешние шестерни 702, 703, 704 обычно называют планетарными шестернями, а центральную шестерню 701 обычно называют солнечной шестерней. В планетарной передаче 700 используется также внешняя кольцевая шестерня 705, обычно называемая зубчатым венцом. Планетарные шестерни 702, 703, 704 могут иметь Р зубцов 707, солнечная шестерня 701 может иметь S зубцов, а зубчатый венец 705 может иметь А зубцов 706. Зубцы венца 705, количество которых равно А, расположены так, чтобы сцепляться с зубцами (количество которых равно Р) планетарных шестерней 702, 703, 704, которые, в свою очередь, сцепляются с зубцами солнечной шестерни 701, количество зубцов которой равно S. Нужно отметить, что солнечная шестерня 701, как правило, имеет больший размер, чем планетарные шестерни 702, 703, 704, однако иллюстрацию на фиг. 23 не следует рассматривать как ограничивающую настоящее изобретение в данном отношении. В случае, когда солнечная шестерня 701 и планетарные шестерни 702, 703, 704 имеют различные размеры, устройство 14 анализа может также различать обнаруженные состояния различных валов и шестерней планетарной передачи 700, как это будет показано ниже.
Во многих планетарных передачах один из трех базовых элементов, то есть солнечная шестерня 701, планетарные шестерни 702, 703, 704 или зубчатый венец 705, удерживается в неподвижном положении. Один из двух оставшихся элементов может выполнять роль входного и являться приводным для
планетарной передачи 700. Последний оставшийся элемент в таком случае будет выполнять роль выходного и приводиться в движение планетарной передачей 700. Передаточный коэффициент, т.е. отношение выходной частоты вращения к входной частоте вращения, зависит от количества зубцов каждой из шестерней, и от того, какой из элементов удерживается в неподвижном состоянии.
Фиг. 24 представляет собой эскизный вид сбоку системы 700 планетарной передачи фиг. 23, при взгляде в направлении стрелки SW на фиг. 23. Один из примеров механизма 800, включающего систему 700 планетарной передачи, может иметь в своем составе по меньшей мере один датчик 10 и по меньшей мере одно устройство 14 анализа в соответствии с предшествующим описанием настоящего изобретения. Механизм 800 может использоваться, например, как коробка передач для ветровых турбин.
В одном из вариантов осуществления механизма 800 зубчатый венец 705 удерживается в неподвижном положении. Вращающийся вал 801 имеет несколько подвижных стержней или держателей 801А, 801В, 801С, установленных для сопряжения с планетарными шестернями 702, 703, 704. При подаче входного вращения 802 на вращающийся вал 801, вращающийся вал 801 и подвижные стержни 801А, 801В, 801С, а также планетарные стержни 702, 703, 704, могут выполнять функцию входных и сообщать энергию системе 700 планетарной передачи. Соответственно, вращающийся вал 801 и планетарные шестерни 702, 703, 704 могут вращаться относительно солнечной шестерни 701. Солнечная шестерня, которая может быть установлена на вращающийся вал 803, может в этом случае выполнять роль выходной и приводиться в движение планетарной передачей 700. Такая конфигурация обеспечивает повышающий коэффициент передачи
В качестве примера коэффициент G передачи при применении в качестве коробки передач ветровой турбины может быть выбран таким образом, чтобы выходная частота вращения была равна 5-6-кратной входной частоте вращения. Планетарные шестерни 702, 703, 704 могут быть установлены, при помощи подшипников 7А, 7В и 7С соответственно, на подвижных стержнях или держателях 801А, 801В 801С (в соответствии с иллюстрациями фиг. 23-24). Вращающийся вал 801 может быть установлен в подшипниках 7D. Аналогично, вращающийся вал 803 может быть установлен в подшипниках 7Е, а солнечная шестерня 701 может быть установлена при помощи подшипников 7F на вращающемся валу 803.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения по меньшей мере один датчик 10 может быть закреплен в точке 12 измерения или вблизи точки 12 измерения на неподвижном зубчатом венце 705 системы 700 планетарной передачи. Датчик 10 может быть при этом выполнен с возможностью осуществления связи с устройством 14 анализа. Устройство 14 анализа может быть выполнено с возможностью анализа состояния системы 700 планетарной передачи на основе данных измерений, или значений сигнала, предоставляемого датчиком 10, в соответствии с предшествующим описанием в настоящем документе. Устройство 14 анализа может иметь в своем составе устройство 230 оценки в соответствии с предшествующим описанием. Фиг. 25 иллюстрирует пример с аналоговым сигналом, формируемым и выдаваемым препроцессором 200 (см. фиг. 5 или 16) в ответ на сигналы, регистрируемые по меньшей мере одним датчиком 10 при вращении системы планетарной передачи. Сигнал проиллюстрирован за временной интервал TREV, что соответствует значениям сигнала, зарегистрированным за один оборот вращающегося вала 801. Нужно понимать, что сигнал, выдаваемый препроцессором 200 в порт 260 (см. фиг. 5 и 16), может подаваться на вход 220 устройства 230 оценки (см. фиг. 8 и 7).
Как можно видеть на фиг. 25, амплитуда выходного сигнала повышается при прохождении каждой из планетарных шестерней 702, 703, 704 мимо точки 12 измерения, в которой установлен датчик 10 механизма 800. Эти фрагменты сигнала далее называются высокоамплитудными областями 702А, 703А, 704А, которые могут включать пики 901 высокой амплитуды. Можно также показать, что общее количество пиков 901, 902 сигнала за один оборот вращающегося вала 801, т.е. за временной интервал TREV, напрямую связано с количеством зубцов в зубчатом венце 705. Например, если количество зубцов зубчатого венца 705 составляет А = 73, то общее количество пиков сигнала за период TREV времени будет равно 73; или если количество зубцов зубчатого венца составляет А = 75, то общее количество пиков сигнала за период TREV времени будет равно 75, и т.п. Это верно при том условии, что в шестернях 702, 703, 704, 705 механизма 800 отсутствуют какие-либо дефекты или неисправности.
Фиг. 26 иллюстрирует один из примеров фрагмента высокоамплитудной области 702А сигнала, показанного на фиг. 25. Данный фрагмент сигнала может быть сформирован в момент, когда планетарная шестерня находится в максимально близком (в соответствии с ее механикой) положении относительно точки 12 измерения и датчика 10 (см. фиг. 23-24). Нужно отметить, что время от времени могут возникать малые периодические возмущения или вибрации 903, проиллюстрированные на фиг. 26. В данном случае малые периодические возмущения 903 связаны с наличием дефектов, неисправностей или разрывов в подшипниках 7А, в соответствии с иллюстрацией фиг. 23-24, которые могут быть установлены на одном из подвижных стержней 801А. Малые периодические возмущения 903 могут, таким образом, распространяться (или передаваться) от подшипника 7А через планетарную шестерню 702 системы 700 планетарной передачи на зубчатый венец 705, где эти малые периодические возмущения 903 могут сни
маться датчиком 10 в соответствии с предшествующим описанием в отношении фиг. 1-24. Аналогично, неисправности, дефекты или разрывы в подшипниках 7В или 7С, установленных на подвижных стержнях 801В или 801С, могут также вызывать подобные малые периодические возмущения 903, которые снимаются датчиком 10, способом, аналогичным описанному выше. Следует также отметить, что малые периодические возмущения 903 могут также возникать в результате неисправностей, дефектов или разрывов в подшипниках 7F, которые могут быть установлены на вращающемся валу 803. Обнаружение таких малых периодических возмущений в сигнале может указывать на начало износа подшипников 7А, 7В, 7С и/или 7F, или указывать на приближение к концу срока их службы. Это может быть важным, поскольку позволяет предсказывать, когда система 700 планетарной передачи и/или механизм 800 действительно нуждается в техническом обслуживании или замене.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения анализатор 290 состояния в устройстве 230 оценки устройства 14 анализа может быть выполнен с возможностью обнаружения малых периодических возмущений 903 в сигнале, принятом от датчика 10. Такая возможность может обеспечиваться при помощи описанных выше вариантов осуществления настоящего изобретения. Малые периодические возмущения 903 могут также называться ударными импульсами 903 или вибрациями 903. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения, устройство 14 анализа, в котором применяется выделитель 320 в соответствии с предшествующим описанием, обеспечивает возможность обнаружения этих ударных импульсов 903 или вибраций 903, возникающих в подшипниках 7А (или 7В, 7С или 7F), с использованием датчика 10, установленного на зубчатом венце 705, в соответствии с предшествующим описанием. Сигнал ударных импульсов или вибраций, снимаемый датчиком 10, который установлен на зубчатом венце 705, может быть слабым, однако наличие выделителя 320 в соответствии с предшествующим описанием позволяет выполнять контроль состояния подшипников 7А (или 7В, 7С или 7F), даже если сигнал механических ударных импульсов или вибрации распространяется через одну или более планетарных шестерней 702, 703 или 704.
Как отмечалось ранее и было проиллюстрировано на фиг. 7-9, анализатор 290 состояния может быть выполнен с возможностью осуществления соответствующего анализа во временной области или в частотной области. Однако обнаружение малых периодических возмущений 903 в принятом от датчика 10 сигнале наиболее подходящим образом может быть описано в частотной области, в соответствии с иллюстрацией фиг. 27.
Фиг. 27 иллюстрирует один из примеров частотного спектра сигнала, включающего малое периодическое возмущение 903 в соответствии с иллюстрацией фиг. 26. Данный частотный спектр сигнала включает пик 904 на определенной частоте, которая напрямую связана с зацеплением, или сопряжением, зубцов планетарных шестерней 702, 703, 704 и зубчатого венца 705. Действительно, частота пика 904 в частотном спектре будет расположена в точке А х Q, где
А- общее количество зубцов зубчатого венца 70 и
Q - количество оборотов вращающегося вала 801 в секунду, если вращение 802 осуществляется с постоянной частотой.
Помимо пика 904 в соответствии с иллюстрацией фиг. 26 в данном частотном спектре малое периодическое возмущение 903 может формировать также пики 905, 906 на частотах f1, f2, центрированных относительно пика 904 в частотном спектре. Пики 905, 906 на частотах f1, f2 называются также симметричными боковыми полосами вокруг центрального пика 904. В соответствии с одним из примеров осуществления настоящего изобретения анализатор 290 состояния может быть выполнен с возможностью обнаружения одного или нескольких пиков в частотном спектре, а следовательно, с возможностью обнаружения малых периодических возмущений в сигнале, принятом от датчика 10. Можно также показать, что пики 905, 906 на частотах fb f2 связаны с центральным пиком 904 уравнениями 1-2
А=(Аха)-(/вх/т) (1),
f2=(AxQ) + (fDxfll)2] (2), где А- общее количество зубцов зубчатого венца 705;
Q - количество оборотов вращающегося вала 801 в секунду;
fD - частота повторения периодической сигнальной сигнатуры, которая может указывать на состояние износа; и
f702 - частота вращения (об/с) планетарной шестерни 702 вокруг своей оси.
Частота повторения fD периодической сигнальной сигнатуры указывает на одну из вращающихся частей, являющуюся источником этой периодической сигнальной сигнатуры. Частота повторения fD периодической сигнальной сигнатуры может также использоваться для различения между различными типами состояний износа, как это было описано выше, например, в отношении фиг. 8. Соответственно, измеренная частота fD повторения периодической сигнальной сигнатуры может указывать на фундаментальную групповую частоту (FTF), частоту вращения шарика (BS), частоту внешнего кольца (Outer Race, OR) или частоту внутреннего кольца (Inner Race, IR), относящиеся к подшипнику 7А, 7В, 7С или 7А в системе 700 планетарной передачи механизма 800 фиг. 24.
Следовательно, в соответствии с предшествующим описанием, сигнал данных, являющийся представлением механических вибраций, которые возникают вследствие вращения одного из нескольких валов, например вращающегося вала 801 и/или вращающегося вала 803 (см. фиг. 23-24), может включать несколько периодических сигнальных сигнатур, при этом определенная сигнальная сигнатура, может, таким образом, повторяться определенное количество раз на каждом обороте одного из контролируемых валов. Эти несколько периодических сигнальных сигнатур могут быть взаимно различными, причем взаимно различные сигнальные сигнатуры могут иметь взаимно различные частоты повторения. Способ выделения периодических сигнальных сигнатур из сигналов в соответствии с предшествующим описанием позволяет эффективно выполнять одновременное обнаружение множества периодических сигнальных сигнатур, имеющих взаимно различные частоты повторения. Это позволяет осуществлять одновременный контроль нескольких подшипников 7А, 7В, 7С, 7F, связанных с различными валами 810, 803, с помощью одного датчика 10, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. При таком одновременном контроле может также использоваться тот факт, что размеры солнечной шестерни 701 и планетарных шестерней 702, 703, 704, как правило, являются различными, что упрощает определение, какой из подшипников 7А, 7В, 7С, 7F на фиг. 23-24 является источником малого периодического возмущения 903, и следовательно, какой из подшипников 7А, 7В, 7С, 7F на фиг. 23-24 может требовать технического обслуживания или замены. Способ выделения периодических сигнальных сигнатур из сигналов в соответствии с предшествующим описанием позволяет также эффективно различать, например, сигнатуру повреждения внешнего кольца подшипника и сигнатуру повреждения внутреннего кольца подшипника в одном сеансе измерения и анализа.
Соответствующее значение Q, которое представляет собой частоту вращения планетарных шестерней 702, 703, 704, может указываться датчиком 420 (см. фиг. 24). Датчик 420 может быть выполнен с возможностью формирования сигнала, указывающего на вращение вала 803 относительно зубчатого венца 705, и на основе этого сигнала может вычисляться значение Q, если известно количество зубцов зубчатого венца 705, планетарных шестерней 702, 703, 704 и солнечной шестерни 701.
Фиг. 28 иллюстрирует один из примеров фрагмента сигнала, показанного на фиг. 25. В данном фрагменте продемонстрирован еще один пример неисправности или дефекта, который анализатор 290 состояния может быть способен обнаруживать способом в соответствии с предшествующим описанием. В случае поломки или значительного износа одного или нескольких зубцов шестерней 701, 702, 703, 704, 705 анализатор 290 состояния может обнаруживать поломку или износ зубца, поскольку в результате также будет формироваться периодическое возмущение, вследствие пропуска зацепления, или контакта, обломанного или сношенного зубца. Это может быть обнаружено анализатором 290 состояния, например, в частотном спектре сигнала, принятого от датчика 10. Следует также отметить, что такой тип неисправностей или дефектов может обнаруживаться анализатором 290 состояния в передаче и/или системе передач любого типа. Частота для такого типа дефекта или пропуска зацепления в передаче и/или системе передач является значительно более высокой, чем, например, частоты f1, f2 на фиг. 27.
На фиг. 29 проиллюстрирован еще один из вариантов осуществления системы 2 анализа состояния в соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения. Датчик 10 физически связан с машиной 6, которая может иметь в своем составе систему 700 передачи, имеющую несколько вращающихся частей (см. фиг. 1 и 29). Система передачи на фиг. 29 может представлять собой систему 700 планетарной передачи фиг. 24. Система 700 планетарной передачи может использоваться, например, в качестве коробки передач для ветровой турбины. Датчик 10 может представлять собой датчик для измерения ударных импульсов, выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала SEA, включающего сигнальную составляющую вибрации, которая зависит от вибрационных перемещений враща-тельно-подвижной части в системе 700 планетарной передачи. Датчик 10 предоставляет аналоговый сигнал SEA в подсистему 920 обработки сигналов.
Подсистема 920 обработки сигналов может включать измерительный интерфейс 40 и средства 50 обработки данных. Измерительный интерфейс 40 включает аналого-цифровой преобразователь 44 (фиг. 2А, 2В), который формирует цифровой сигнал SMD измерений. Аналого-цифровой преобразователь 44 связан со средствами 50 обработки данных и предоставляет цифровой сигнал SMD данных измерений в средства 50 обработки данных.
Средства 50 обработки данных связаны с пользовательским интерфейсом 102. Пользовательский интерфейс 102 может иметь в своем составе средства 104 пользовательского ввода, обеспечивающие пользователю возможностью совершать ввод. Пользовательский ввод может включать выбор требуемой функции 105, 290, 290Т, 290F (фиг. 4, 7, фиг. 8) анализа и/или параметров функций 94, 250, 310, 470, 470А, 470,13, 320, 294 (см. фиг. 4, 30) обработки сигнала.
Пользовательский интерфейс 102 может также включать дисплейный блок 106, описанный, например, в связи с фиг. 2А и 5.
Фиг. 30 представляет собой блок-схему, иллюстрирующую части подсистемы 920 обработки сигналов (фиг. 29) вместе с пользовательским интерфейсом 102, 104 и дисплеем 106.
Измерительный интерфейс 40 включает вход 42 для приема аналогового сигнала SEA от датчика 10 и
аналого-цифровой преобразователь 44. Опционально может быть обеспечен предварительный преобразователь 43 сигнала (фиг. 2В). Датчик может представлять собой датчик измерения ударных импульсов. Аналого-цифровой преобразователь 44 дискретизирует принимаемый аналоговый сигнал с определенной частотой fS дискретизации и предоставляет цифровой сигнал SMD данных измерений, имеющий определенную частоту fs дискретизации. Частота fs дискретизации может быть назначена равной
fs = ^ * fsEAmax, где k - это коэффициент, имеющий значение больше 2,0.
Соответственно, коэффициент k может быть выбран равным значению большему 2,0. Предпочтительно, чтобы исключить эффект наложения (элайсинг), значение коэффициента k может быть выбрано в диапазоне между 2,0 и 2,9. Выбор значения коэффициента k большим чем 2,2 дает определенный запас надежности в отношении эффекта наложения, как это отмечалось в настоящем документе ранее. Чтобы обеспечить упомянутый запас надежности и в то же время не формировать излишне большое количество отсчетов, значение коэффициента k может быть выбрано в диапазоне между 2,2 и 2,9. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент k предпочтительно выбирают таким образом, чтобы 100-k/2 давало в результате целое число. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент k может быть назначен равным 2,56. Выбор k равным 2,56 дает 100-k = 256 = 2 в степени 8.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частота fS дискретизации цифрового сигнала SMD измерений может быть фиксированным определенным значением fS, например fS = 102400 Гц.
Следовательно, когда частота fS дискретизации фиксирована определенным значением fS, частота fsEAmax аналогового сигнала SEA будет равна
fsEAmax = fs/k,
где fSEAmax - наивысшая анализируемая частота в дискретизируемом сигнале.
Следовательно, когда частота fS дискретизации фиксирована определенным значением fS = 102,4 кГц, а коэффициент k назначен равным 2,56, максимальная частота fSEAmax аналогового сигнала SEA будет равна
fsEAmax = fs/k = 102400/2,56 = 40 кГц.
Цифровой сигнал SMD данных измерений, имеющий частоту fS дискретизации, принимается в фильтре 240. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения фильтр 240 представляет собой фильтр верхних частот с частотой fLC отсечки. Данный вариант осуществления настоящего изобретения имеет более простую конструкцию за счет замены полосового фильтра, описанного в связи с фиг. 6, на фильтр верхних частот 240. Частоту fLC отсечки фильтра 240 верхних частот выбирают приблизительно равной значению наименьшего ожидаемого значения fRMU частоты механического резонанса резонансного датчика 10 измерения ударных импульсов. Если частота fR^ механического резонанса находится в диапазоне от 30 кГц до 35 кГц, то фильтр 240 верхних частот может быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту отсечки fLC = 30 кГц. Прошедший фильтрацию верхних частот сигнал затем передают в выпрямитель 270 и в фильтр 280 нижних частот.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения обеспечивается возможность применения датчиков 10, имеющих частоту резонанса в диапазоне между 20 и 35 кГц. С этой целью фильтр 240 верхних частот может быть сконструирован так, чтобы иметь нижнюю частоту отсечки fLC = 20 кГц.
Выходной сигнал цифрового полосового фильтра 240 подается на цифровой формирователь 250 огибающей.
На существующем уровне техники в аналоговых устройствах для формирования сигнала огибающей в зависимости от сигнала измерений применяют аналоговые выпрямители, вносящие ошибку смещения в результирующий сигнал, цифровой же формирователь 250 огибающей, напротив, выполняет истинное выпрямление без ошибки смещения, что является преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. Соответственно, цифровой сигнал SENV огибающей будет иметь высокое отношение сигнал/шум, так как датчик, механически резонирующий на резонансной частоте в полосе пропускания цифрового полосового фильтра 240, обеспечивает высокую амплитуду сигнала. При этом обработка сигнала в цифровой форме исключает внесение шума и ошибок смещения.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения опциональный фильтр 280 нижних частот в составе формирователя 250 огибающей может быть опущен. Действительно, опциональный фильтр 280 нижних частот в формирователе 250 огибающей может быть устранен, поскольку дециматор 310 включает функциональность фильтра нижних частот. Следовательно, формирователь 250 фиг. 30, по существу, имеет в своем составе цифровой выпрямитель 270, при этом сигнал с цифрового выпрямителя 270 подается в целочисленный дециматор 310, обеспечивающий фильтрацию нижних частот.
Целочисленный дециматор 310 выполнен с возможностью прореживания цифрового сигнала SENV, прошедшего формирователь огибающей, с целью предоставления цифрового сигнала SRED, имеющего
пониженную частоту fSR1 дискретизации, таким образом, что выходная частота дискретизации уменьшается с целочисленным коэффициентом М по сравнению со входной частотой fS дискретизации.
Значение М может назначаться в зависимости от измеряемой частоты fROT вращения. Дециматор 310 может быть настраиваемым и выполнять регулируемое понижение частоты дискретизации с отношением М:1, где М - положительное целое число. Значение М может приниматься на порте 404 децима-тора 310. Целочисленная децимация выполняется предпочтительно в несколько шагов с использованием фильтров нижних частот с конечной импульсной характеристикой, при этом каждый FIR-фильтр настраивается для требуемой степени понижения частоты дискретизации. Преимущество, связанное с понижением частоты дискретизации при помощи нескольких фильтров, заключается в том, что только от последнего фильтра требуется наличие крутого среза. FIR-фильтр с крутым срезом необходимо должен иметь много коэффициентов, т.е. FIR-фильтр с крутым срезом необходимо является длинным фильтром. Количество коэффициентов FIR-фильтра указывает на
1) объем памяти, необходимый для реализации фильтра,
2) требуемый объем вычислений и
3) объем "фильтрации", которую способен выполнять фильтр; действительно, большее количество коэффициентов дает более высокое подавление в полосе задерживания, меньшие пульсации, более узкие фильтры и т.п.
Следовательно, чем короче фильтр, тем быстрее он может исполняться сигнальным процессором DSP 50. Длина FIR-фильтра также пропорциональна возможной степени понижения частоты дискретизации. То есть в соответствии с одним из вариантов осуществления целочисленного дециматора, понижение частоты дискретизации осуществляется за более чем два шага.
В соответствии с предпочтительным вариантом осуществления целочисленного дециматора, понижение частоты дискретизации осуществляется за четыре шага: М1, М2, М3 и М4. Общий коэффициент М прореживания составляет М1 * М2* М3 * М4. Это может достигаться при помощи обеспечения набора различных FIR-фильтров, которые могут сочетаться в различных комбинациях для получения требуемого общего коэффициента М прореживания. Предпочтительно максимальная степень прореживания на последнем четвертом шаге равна 5 (М4 = 5), что дает достаточно короткий фильтр, имеющий всего 201 коэффициент. Таким образом, FIR-фильтры на шагах 1, 2 и 3 могут иметь еще меньшее количество коэффициентов. Фактически, это позволяет фильтрам на шагах 1, 2 и 3 иметь 71 коэффициент или менее. Чтобы получить общий коэффициент прореживания М = 400, можно выбрать три FIR-фильтра, выполняющих понижение частоты дискретизации с коэффициентами М1 = 10, М2 = 10 и М3 = 10, и один FIR-фильтр, обеспечивающий понижение частоты дискретизации с коэффициентом М4 = 4. Это дает выходную частоту дискретизации fSR1 = 25,6 Гц, если fS = 102400 Гц, частотный диапазон при этом составляет 10 Гц. Эти три FIR-фильтра будут иметь в общей сложности 414 коэффициентов, при этом результирующее подавление в полосе задерживания будет очень хорошим. Действительно, если бы понижение частоты дискретизации с коэффициентом М=4000 осуществлялось лишь за один шаг, для получения столь же хорошего подавления потребовалось бы около 160000 коэффициентов.
Выход 312 целочисленного дециматора 310 подключен к формирователю 610 значений частоты вращения (см. фиг. 30 в комбинации с фиг. 19В).
В соответствии с иллюстрацией фиг. 30 индикаторный сигнал Р положения, предоставляемый формирователем 420 сигнала положения, может обрабатываться параллельно с фильтрацией 240, формированием 250 огибающей и понижением 310 частоты дискретизации таким образом, чтобы практически полностью сохранялись исходные временные соотношения между положительными фронтами индикаторного сигнала Р положения и соответствующими значениями Se(i) и S(j) отсчетов вибрации. Такая параллельная обработка индикаторного сигнала Р положения, поступающего из формирователя 420 сигнала положения, и значений отсчетов вибрации, поступающих от датчика 10 сигнала вибрации, позволяет обеспечить практически одинаковое влияние задержки, возникающей в результате обработки сигнала, на значения P(i) индикаторного сигнала положения и на соответствующие значения Se(i) отсчетов вибрации. Действительно, устройство 14, 920 выполнено с возможностью обработки индикаторного сигнала Р положения таким образом, чтобы сохранять исходные временные соотношения между значениями P(i) индикаторного сигнала положения и соответствующими значениями Se(i) отсчетов вибрации, от времени регистрации соответствующими датчиками 420 и 10, соответственно, до времени выдачи временной последовательности значений Se(i) отсчетов измерений упомянутого цифрового сигнала SRED1 данных измерений (см. фиг. 30 в комбинации с фиг. 19С).
Следовательно, формирователь 610 значений частоты вращения может быть выполнен с возможностью приема значений Se(i) отсчетов вибрации и соответствующих значений P(i) индикаторного сигнала положения из целочисленного дециматора 310. Как уже было рассмотрено в связи с фиг. 19В и 19С, формирователь 601 значений частоты вращения выполнен с возможностью приема последовательности значений Se(i) измерений и последовательности сигналов P(i) положения, вместе с временными соотношениями между ними, при этом формирователь 601 значений частоты вращения выполнен с возможностью предоставления на своем выходе последовательности пар SP значений S(j) данных измерений, связанных с соответствующими значениями fROT(j) частоты вращения.
Эти пары SP значений S(j) данных измерений и соответствующих значений частоты fROT(i) вращения могут быть поданы на входы нецелочисленного дециматора 470, 470В, 94 в соответствии с иллюстрацией фиг. 30.
Выход 312 целочисленного дециматора 310 может быть также связан с входом селектора 460. Селектор обеспечивает возможность выбора сигнала, подаваемого в выделитель 320.
Если осуществляется контроль состояния вращающейся части, имеющей постоянную частоту вращения, селектор 460 может быть переведен в состояние для выдачи сигнала SRED, имеющего частоту fSR1 дискретизации, на вход 315 выделителя 320, при этом нецелочисленный дециматор 470 может быть отключен. Если осуществляется контроль состояния вращающейся части, имеющей переменную частоту вращения, то нецелочисленный дециматор 470 может быть включен, а селектор 460 может быть переведен в состояние для передачи на вход 315 выделителя 320 сигнала SRED2, имеющего частоту fSR2.
Нецелочисленный дециматор 470 может быть реализован в виде нецелочисленного дециматора 470В, 94, включающего адаптивный FIR-фильтр 608, в соответствии с описанием относительно фиг. 20, 21 и 22, а также фиг. 4. Нецелочисленный дециматор 470 имеет соединение, позволяющее предоставлять сигнал SRED2, имеющий пониженную частоту fSR2 дискретизации, в селектор 460 таким образом, что если анализатор состояния переключен в состояние для контроля машины с переменной частотой вращения, выходные данные из нецелочисленного дециматора 470В подаются в выделитель 320.
Выделитель 320, 94 может быть реализован в соответствии с описанием фиг. 10А, 10В, 11, 12, 13 и фиг. 4. Сигналом измерений, подаваемым в выделитель 320, является сигнал SRED (см. фиг. 30), который также проиллюстрирован на фиг. 11 как имеющий ILENGTH значений отсчетов. Сигнал SRED при описании фиг. 11 обозначается также как I и 2060. Обработка сигнала в выделителе включает дискретную автокорреляцию дискретного входного сигнала SRED. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения выделитель, с целью обеспечения дискретной автокорреляции дискретного входного сигнала SRED, выполняет операции во временной области. Следовательно, в соответствии с этим вариантом осуществления настоящего изобретения, обработка сигнала в выделителе не включает ни преобразования Фурье, ни быстрого преобразования Фурье. Выходной сигнал О, также обозначаемый как SMDP, проиллюстрирован на фиг. 12 и 13.
Сигнал SRED1, SRED измерений, подаваемый в выделитель, может включать по меньшей мере одну сигнальную составляющую SD вибрации, зависящую от вибрационного перемещения упомянутой враща-тельно-подвижной части; при этом упомянутая сигнальная составляющая вибрации имеет частоту fD повторения, которая зависит от частоты fROT вращения упомянутой первой части. Частота fD повторения сигнальной составляющей SD может быть пропорциональна частоте fROT вращения контролируемой вращающейся части.
Две различные сигнатуры SD1, SD2 повреждений могут иметь различные частоты fd1, fd2, при этом они также могут быть выделены (т.е. их соотношение сигнал/шум может быть повышено) выделителем. Следовательно, выделитель 320 выполнен с возможность эффективного выделения различных сигнатур SD1, SD2, имеющих взаимно различные частоты fD1 и fD2 повторения. Обе частоты fD1 и fD2 повторения пропорциональны частоте fROT вращения контролируемой вращающейся части, при этом fD1 отличается
от ffD2 (fD1 <> fD2).
Математически это может быть выражено следующим образом:
ffD1 = k1 - fROT, b
ffD2 = k2 - fROT, где
k1 и k2 - положительные действительные числа, и k1 <> k2, и
k1 больше либо равен единице (1), и k2 больше либо равен единице (1).
Выделитель предоставляет последовательность выходного сигнала на вход анализатора 290Т во временной области, так что когда пользователь выбирает, при помощи пользовательского интерфейса 102, 104, выполнение анализа во временной области, анализатор 290Т, 105 во временной области (фиг. 30 и 4) будет выполнять выбранную функцию 105 и представлять соответствующие данные на дисплее 106. Преимущество выделителя 320 заключается в том, что он предоставляет выходной сигнал во временной области. Следовательно, функции 105, 290Т контроля состояния, которые требуют входного сигнала во временной области, могут применяться и работать непосредственно со значениями выходного сигнала, проиллюстрированного на фиг. 12 и 13.
Если пользователь, при помощи пользовательского интерфейса 102, 104, выбирает выполнение анализа в частотной области, выделитель будет предоставлять последовательность выходного сигнала в устройство 294 быстрого преобразования Фурье, а оно будет предоставлять результирующие частотные данные в анализатор 290F, 105 в частотной области (фиг. 30 и 4). Анализатор 290F, 105 в частотной области будет выполнять выбранную функцию 105 и предоставлять соответствующие данные на дисплей 106. В варианте осуществления изобретения, проиллюстрированном на фиг. 29 и 30, пользователю не представляет труда выполнить анализ с помощью выделителя и нецелочисленного дециматора, что явля
ется преимуществом по сравнению с существующим уровнем техники. В соответствии с иллюстрацией фиг. 30 пользовательский интерфейс 102, 104, 24В взаимодействует с контроллером 930 параметров, который выполнен с возможностью предоставления параметров для подсистемы 920. Фиг. 31 представляет собой эскизную иллюстрацию контроллера 930 параметров. Ниже приведен пример назначения параметров.
Для выполнения анализа в частотной области пользователь может вводить при помощи пользовательского интерфейса 102, 104, 24В следующие данные:
1) информацию, указывающую наивысшую исследуемую частоту fD. Частота fD повторения представляет собой частоту повторения исследуемой сигнатуры SD. Эта информация может вводиться в виде частоты или в виде номера порядка OVHigh, указывающего наивысшую частоту повторения исследуемой сигнатуры SD повреждения;
2) информацию, указывающую требуемую степень повышения отношения сигнал/шум для периодической сигнальной сигнатуры SD. Эта информация может вводиться в виде коэффициента L для устройства повышения отношения сигнал/шум. Значение коэффициента L повышения отношения сигнал/шум описано ниже, а также выше в отношении фиг. 10А;
3) информацию, указывающую требуемое частотное разрешение в устройстве 294 FFT, если необходимо выполнение FFT-преобразования сигнала на выходе выделителя. Оно может задаваться в виде количества Z элементов дискретизации по частоте. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения частотное разрешение Z назначается при помощи выбора одного значения Z из группы значений. Группа выбираемых значений частотного разрешения Z может включать
Z = 400, Z = 800, Z = 1600, Z = 3200, Z = 6400.
Следовательно, несмотря на достаточно сложную обработку сигналов, конструкция подсистемы 920 предоставляет, выгодно отличаясь от существующего уровня техники, пользовательский интерфейс, который требует от пользователя только простой информации. После ввода или выбора пользователем значений трех описанных выше параметров все остальные значения в подсистеме 920 назначаются автоматически или для них используются заранее заданные значения.
Коэффициент L для устройства повышения отношения сигнал/шум.
Сигнал, подаваемый в выделитель, может включать сигнальную составляющую вибрации, зависящую от вибрационного перемещения упомянутой вращательно-подвижной части; при этом упомянутая сигнальная составляющая вибрации имеет частоту fD повторения, которая зависит от частоты fROT вращения упомянутой первой части; при этом упомянутый сигнал измерений, помимо упомянутой сигнальной составляющей вибрации, включает шум, таким образом, упомянутый сигнал измерений имеет первое отношение сигнал/шум, касающееся упомянутой сигнальной составляющей вибрации. Выделитель формирует последовательность (О) выходного сигнала, которая включает периодические сигнальные составляющие, соответствующие упомянутой по меньшей мере одной сигнальной составляющей вибрации, таким образом, последовательность (О) выходного сигнала имеет второе значение отношения сигнал/шум, касающееся упомянутой сигнальной составляющей вибрации. Путем измерений автором было установлено, что второе значение отношения сигнал/шум значительно выше первого значения отношения сигнал/шум, когда значение L для устройства повышения отношения сигнал/шум установлено равным единице.
Также путем измерений автором было установлено, что в случае, когда значение L для устройства повышения отношения сигнал/шум увеличивается до 4, результирующее значение отношения сигнал/шум, касающееся упомянутой сигнальной составляющей вибрации в выходном сигнале, удваивается по сравнению со значением отношения сигнал/шум, соответствующим L = 1. Увеличение значения L до L = 10 дает повышение соответствующего отношения сигнал/шум в 3 раза для сигнальной составляющей в выходном сигнале по сравнению со значением отношения сигнал/шум для того же входного сигнала при L = 1. Следовательно, при повышении значения L от значения L1 = 1 до значения L2 результирующее значение отношения сигнал/шум может увеличиваться в число раз, равное квадратному корню из L2.
Пользователь может дополнительно вводить параметр, обеспечивающий непрерывное повторение измерений подсистемой 920.
Пользователь может выбрать повторение измерений с определенным периодом ТРМ повторения, то есть новое измерение будет начинаться всякий раз по истечении времени ТРМ. Период ТРМ может быть назначен равным одной неделе, одному часу или десяти минутам. Значение, выбираемое для частоты повторения измерений, зависит от соответствующих условий измерений.
Поскольку в способе, который выполняет выделитель, требуется большое количество входных значений данных, т.е. может присутствовать большое количество входных значений отсчетов, и он приспособлен для проведения измерений на медленно вращающихся частях, продолжительность измерений в некоторых случаях может быть довольно длительной. Следовательно, существует вероятность, что вы
бранные пользователем значения частоты повторения измерений будут несовместимы с продолжительностью измерения. Соответственно, один из шагов, выполняемый в подсистеме 920 непосредственно после приема описанного выше пользовательского ввода, представляет собой вычисление оценки ожидаемой продолжительности Тм измерений. Продолжительность Тм равна
Тм = 'LENGTH^ fsR2,
где ILENGTH - количество отсчетов в сигнале, подаваемом в выделитель для получения измерений в соответствии с выбранными пользователем параметрами, в соответствии с определением ниже, a fSR2 определено ниже.
Подсистема 920 при этом выполнена с возможностью сравнения продолжительности ТМ измерения с выбранным пользователем значением ТРМ периода повторения. Если значение ТРМ периода повторения короче или почти равно ожидаемой продолжительности ТМ измерения, то контроллер 930 параметров предоставляет индикацию, предупреждающую об этом, например, при помощи пользовательского интерфейса 102, 160 с использованием соответствующего текста на дисплее. Такое предупреждение может также включать звуковой сигнал или мигающую световую сигнализацию.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения подсистема 920 выполнена с возможностью вычисления предполагаемого минимального значения ТРМ периода повторения в зависимости от вычисленной оценки продолжительности ТМ измерений.
На основе заданных пользователем параметров, описанных выше, контроллер 930 параметров подсистемы 920 обработки сигнала может присваивать значения всем параметрам функций 94 обработки сигнала (фиг. 4), т.е. параметрам целочисленного дециматора и параметрам выделителя. Также, при необходимости, контроллер 930 параметров может присваивать значения всем параметрам нецелочисленного дециматора. Также, при необходимости, контроллер 930 параметров может присваивать значение параметра для устройства 294 FFT, если требуется частотный анализ.
Следующий параметр в подсистеме 920 (фиг. 30) может быть заранее задан:
частота fS дискретизации аналого-цифрового преобразователя 40, 44.
Измеряемым может быть следующий параметр: fROT. Как отмечалось выше, значение параметра fROT может измеряться и храниться в комбинации с соответствующими значениями отсчетов сигнала SRED1, значения отсчетов которого подаются в нецелочисленный дециматор 470В.
Следующие параметры в подсистеме 920 могут назначаться автоматически.
Частота дискретизации для выходного сигнала выделителя 320
fsR2 = C*OV*fROT,
где С - константа, значение которой больше 2,0,
OV - значение порядка, введенное пользователем или вычисленное в ответ на выбор пользователем наивысшего значения контролируемой частоты,
fROT - измеренная моментальная частота вращения вращающейся части во время фактического контроля состояния;
М = целочисленный коэффициент прореживания для использования в дециматоре 310, выбирается из таблицы, содержащей набор заранее заданных значений общего коэффициента прореживания. Для выбора наиболее подходящего значения М в контроллере 930 параметров (фиг. 30) сначала вычисляется приблизительное значение M_calc=fS/fSR2-fROTmin/fROTmax,
где fS и fSR2 определены выше, и
fROTmin/fROTmax - это значение, которое указывает на соотношение между наименьшей и наивысшей частотами вращения, допустимыми в течение измерения.
На основе значения Мгак в селекторе затем выбирается подходящее значение М из списка заранее заданных значений. Это может выполняться, например, при помощи выбора наиболее близкого значения М, меньшего, чем Метк, из упомянутой выше таблицы.
fSR1 = частота дискретизации, обеспечиваемая на выходе целочисленного дециматора 310. Частота fsRi устанавливается равной
fsR1 = fs/M.
где D - дробный коэффициент прореживания нецелочисленного дециматора. Значение D может быть установлено равным D = fSRi/fSR2, где fSRi и fSR2 определены выше.
OLENGTH = С * Z,
где С - константа со значением большим 2,0, например 2,56 в соответствии с предшествующим описанием, Z - выбранное количество элементов дискретизации по частоте, т.е. информация, указывающая требуемое частотное разрешение в устройстве 294 FFT, если необходимо выполнение FFT-преобразования сигнала на выходе выделителя.
SSTART = OLENGTH или значению большему OLENGTH, где OLENGTH -значение, определенное непосредственно выше.
•LENGTH = OLENGTH * L 4- SSTART + OLENGTH
CLENGTH = ILENGTH - SSTART - OLENGTH
SMDP(t) = значения отсчетов выходного сигнала, определенные в уравнении (5) (см. фиг. 10А).
Следовательно, контроллер 930 параметров выполнен с возможностью формирования соответствующих значений параметров в соответствии с предшествующим описанием, а также для предоставления их в соответствующие функции 94 (фиг. 30 и 40) обработки сигнала.
После формирования выходного сигнала выделителем 320 может обеспечиваться управление анализатором 290 состояния, обеспечивающее выполнение им выбранной функции 105, 290, 290Т, 290F анализа состояния при помощи сигнала выбора, поданного на управляющий вход 300 (фиг. 30). Этот сигнал выбора, поданный на управляющий вход 300, может формироваться при помощи взаимодействия пользователя с пользовательским интерфейсом 102 (см. фиг. 2А и 30). В том случае, когда выбранная функция анализа включает быстрое преобразование Фурье, анализатор 290F будет переведен сигналом 300 выбора в состояние для обработки входного сигнала в частотной области.
FFT-преобразователь 294 может быть выполнен с возможностью выполнения быстрого преобразования Фурье над принятым сигналом, имеющим определенное количество значений отсчетов. Предпочтительно это определенное количество значений отсчетов выбирают равным четному целому числу, которое делится на два нацело.
В соответствии с предпочтительным вариантом осуществления настоящего изобретения количество OLENGTH отсчетов в выходном сигнале выделителя назначается в зависимости от частотного разрешения Z. Соотношение между частотным разрешением Z и количеством OLENGTH отсчетов в выходном сигнале выделителя следующее:
OLENGTH = k * Z,
где OLENGTH - количество значений отсчетов в выходном сигнале на выходе выделителя 320, k - коэффициент, имеющий значение больше 2,0.
Предпочтительно, чтобы обеспечить достаточный запас надежности и в то же время не формировать излишне большое количество отсчетов, значение коэффициента k может быть выбрано в диапазоне между 2,0 и 2,9.
В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент k предпочтительно выбирают таким образом, чтобы 100-k/2 давало в результате целое число. Такой выбор дает значения OLENGTH, адаптированные для подачи на вход в устройство 294 FFT-преобразования. В соответствии с одним из вариантов осуществления настоящего изобретения коэффициент k может быть назначен равным 2,56. Выбор k равным 2,56 дает 100-k = 256 = 2 в степени 8.
В табл. А показаны примеры выбираемых пользователем значений Z частотного разрешения и соответствующие значения OLENGTH.
Таблица А
OLENGTH
2,56
400
1024
2,56
800
2048
2,56
1600
4096
2,56
3200
8192
2,56
6400
16384
2,56
12800
32768
2,56
25600
65536
2,56
51200
131072
Один из вариантов осуществления настоящего изобретения относится к устройству для анализа состояния машины, имеющей первую часть, которая является вращательно-подвижной и имеет определенную частоту вращения относительно второй части машины; при этом упомянутое устройство включает
датчик для контроля упомянутой подвижной части с целью формирования по меньшей мере одного аналогового сигнала измерений, включающего по меньшей мере одну сигнальную составляющую вибрации, которая зависит от вибрационных перемещений упомянутой вращательно-подвижной части; при этом упомянутая сигнальная составляющая вибрации имеет частоту (fD) повторения, которая зависит от частоты (fROT) вращения упомянутой первой части; при этом упомянутый сигнал измерений включает шум, а также упомянутую сигнальную составляющую вибрации, так что упомянутый сигнал измерений имеет первое значение отношения сигнал/шум, касающееся упомянутой сигнальной составляющей вибрации;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44) для формирования цифровой последовательности (SMD)
данных измерений в ответ на упомянутый сигнал измерений; при этом упомянутая цифровая последовательность (SMD) данных измерений имеет первую частоту (fS) дискретизации;
первый цифровой фильтр (240) для выполнения цифровой фильтрации цифровой последовательности (SMD) данных измерений с целью получения прошедшего фильтрацию сигнала (SF) измерений;
формирователь огибающей для формирования первого цифрового сигнала (SENV, SMDP) в ответ на прошедший фильтрацию сигнал (SF);
дециматор для понижения частоты дискретизации первого цифрового сигнала (SENV, SMDP) с целью получения прореженного цифрового сигнала (SRED), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации;
при этом упомянутый дециматор (470, 470А, 470В) имеет
первый вход для приема упомянутого первого цифрового сигнала (SENV, SMDP);
второй вход для приема сигнала, указывающего упомянутую переменную частоту (fROT) вращения;
третий вход для приема сигнала, указывающего сигнал назначения выходной частоты дискретизации; при этом упомянутый дециматор (470, 470А, 470В) выполнен с возможностью формирования упомянутого прореженного сигнала (SRED) в зависимости от
упомянутого первого цифрового сигнала (SMD, SENV),
упомянутого сигнала, указывающего частоту (fROT) вращения, и
упомянутого сигнала, указывающего выходную частоту дискретизации; при этом упомянутый де-циматор (470, 470А, 470В) выполнен с возможностью формирования упомянутого прореженного цифрового сигнала (SRED) таким образом, чтобы количество значений отсчетов на каждом обороте упомянутой вращающейся части поддерживалось равным практически постоянному значению при изменении упомянутой частоты вращения; и
выделитель (320), имеющий вход для приема упомянутого прореженного цифрового сигнала (SRED); при этом упомянутый выделитель выполнен с возможностью формирования последовательности (О) выходного сигнала, которая имеет периодические сигнальные составляющие, соответствующие упомянутой по меньшей мере одной сигнальной составляющей вибрации, таким образом, последовательность (О) выходного сигнала имеет второе значение отношения сигнал/шум, касающееся упомянутой сигнальной составляющей вибрации; при этом упомянутое второе значение отношения сигнал/шум больше, чем упомянутое первое значение отношения сигнал/шум; и
анализатор (105; 290; 290Т; 294, 290F) для индикации состояния машины в зависимости от упомянутого вибрационного перемещения вращательно-подвижной части в ответ на упомянутую последовательность (О) выходного сигнала. Данное решение обеспечивает преимущества по сравнению с существующим уровнем техники, являясь экономичным за счет минимизации сложности фильтров и одновременно позволяя получить значительное повышение эффективности.
Ниже описаны различные варианты осуществления настоящего изобретения.
Вариант Е1 осуществления настоящего изобретения включает способ анализа состояния машины, имеющей вращающуюся часть, включающий
формирование сигнала (Р, Рщ, P1, P2, Р3, Ep) положения, указывающего угловое положение упомянутой вращающейся части;
формирование аналогового сигнала (SEA) измерений в зависимости от механических вибраций, возникающих в результате вращения упомянутой части;
дискретизацию упомянутого аналогового сигнала (SEA) измерений с целью формирования цифрового сигнала (SMD) данных измерений, имеющего частоту (fS, fSR1) дискретизации, в ответ на упомянутый аналоговый сигнал (SEA) измерений;
выполнение прореживания цифрового сигнала (SMD) измерений с целью получения цифрового сигнала (SRED1, SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации;
выполнение функции (F1, F2, Fn) анализа состояния для анализа состояния машины в зависимости от упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2, О), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации; при этом
упомянутое прореживание включает
запись временной последовательности значений (Se(i), S(i)) упомянутого цифрового сигнала (SRED1, SMD) данных измерений и
запись временной последовательности значений (Рщ) упомянутого сигнала (Ер) положения таким образом, чтобы имелось
первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2), по меньшей мере, между некоторыми из записанных значений (P(i)), и таким образом, чтобы имелось
второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (P(i)) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных значений (Se(i), S(i)); отсчетов;
формирование значения, указывающего ускорение (a, a1-2, а2-3) упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от упомянутого первого временного соотношения (ndiff, ndiff1, ndiff2);
формирование значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8) в зависимости от
упомянутого значения, указывающего ускорение (а, а1-2, а2-3) и определенного значения времени, таким образом, что значение (VT1, VT2, fROT) частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных значений (Se(i), SQ) отсчетов измерений; при этом
упомянутое прореживание выполняется в зависимости от упомянутого значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения.
Вариант Е2 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е1 осуществления настоящего изобретения, в котором упомянутое определенное значение времени зависит от упомянутого второго временного соотношения. Вариант Е3 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е1 осуществления настоящего изобретения, в котором упомянутое определенное значение времени представляет собой упомянутое второе временное соотношение. Вариант Е4 осуществления настоящего изобретения.
Способ анализа состояния машины, имеющей вращающуюся часть, включающий формирование сигнала (Ер) положения, указывающего угловое положение упомянутой вращающейся части;
формирование аналогового сигнала (SEA) измерений в зависимости от механических вибраций, возникающих в результате вращения упомянутой части;
дискретизацию упомянутого аналогового сигнала (SEA) измерений с целью формирования цифрового сигнала (SMD) данных измерений, имеющего частоту (fS, fSE1) дискретизации, в ответ на упомянутый аналоговый сигнал (SEA) измерений;
выполнение прореживания цифрового сигнала (SMD) данных измерений с целью получения цифрового сигнала (SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации;
выполнение функции (F1, F2, Fn) анализа состояния для анализа состояния машины в зависимости от упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2, О), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации;
при этом упомянутое прореживание включает
запись временной последовательности значений (Se(i), S(i)) упомянутого цифрового сигнала (SMD) данных измерений и
запись временной последовательности значений (Pw) упомянутого сигнала (Ер) положения таким образом, чтобы имелось
первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2), по меньшей мере, между некоторыми из записанных значений (Рщ), и таким образом, чтобы имелось
второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (P(i)) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных значений (Se(i), S(i)) отсчетов;
формирование значения, указывающего изменение (dfROT, a, a1-2, а2-3) частоты вращения упомянутой вращающейся части (8) в зависимости от упомянутого первого временного соотношения (ndiff, ndiff1, ndiff2) определенного значения времени,
таким образом, что значение частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных значений (Se(i), SQ) отсчетов измерений; при этом
упомянутое прореживание выполняется в зависимости от упомянутого значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения.
Вариант Е5 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е4 осуществления настоящего изобретения, в котором упомянутое определенное значение времени зависит от упомянутого второго временного соотношения.
Вариант Е6 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е4 осуществления настоящего изобретения, в котором упомянутое определенное значение времени представляет собой упомянутое второе временное соотношение. Вариант Е7 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с любым из предшествующих вариантов Е1-Е6 осуществления настоящего изобретения, в котором шаг записи временной последовательности значений (Pw) упомянутого сигнала (Ер) положения включает следующие шаги:
запись первого значения (Р1щ) упомянутого сигнала (Ер) положения и информации, указывающей время появления упомянутого первого значения (Р1щ) сигнала положения;
запись второго значения (P2(i)) упомянутого сигнала (Ер) положения и информации, указывающей время появления упомянутого второго значения (P2(i)) сигнала положения;
способ также включает следующий шаг:
установление первого значения (VT1), указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8), в первый момент времени между появлением упомянутого первого значения (Р1щ) сигнала положения и появлением упомянутого второго значения (P2W) сигнала положения.
Вариант Е8 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е7 осуществления настоящего изобретения, включающий также идентификацию выбранного записанного значения (S(j)) данных измерений;
идентификацию момента (i, j) регистрации упомянутого выбранного записанного значения (Se(i), S(j)) данных измерения;
установление значения (A-t), указывающего первый временной интервал от упомянутого первого момента времени до упомянутого момента регистрации (i, j) выбранного записанного значения (Se(i), S(j)) данных измерений;
установление второго значения (Vp30, Vp40, Vp50, Vp60, fROT) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части в упомянутый момент (i, j) регистрации в зависимости от
упомянутого первого значения (VT1) частоты вращения,
упомянутого первого интервала времени и
информации, указывающей изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени.
Вариант Е9 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е8 осуществления настоящего изобретения, в котором упомянутая информация, указывающая изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени представляет собой упомянутое значение, указывающее ускорение (a, a1-2, а2-3).
Вариант Е10 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с вариантом Е8 осуществления настоящего изобретения, в котором упомянутая информация, указывающая изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени, представляет собой упомянутое значение, указывающее изменение (dfROT, а, а1-2, а2-3) частоты вращения.
Вариант Е11 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с любым из предшествующих вариантов Е1-Е10 осуществления настоящего изобретения, в котором шаг выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния включает выполнение автокорреляции упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации, с целью получения автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации; и выполнение функции (F1, F2, Fn, 290T) с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного для анализатора (290Т) состояния.
Вариант Е12 осуществления настоящего изобретения.
Способ в соответствии с любым из предшествующих вариантов Е1-Е11 осуществления настоящего изобретения, в котором шаг выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния включает
выполнение автокорреляции упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации, с целью получения автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации (fSR2);
выполнение быстрого преобразования (294, 94) Фурье с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного для устройства (294, 94) быстрого преобразования Фурье с целью получения автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области и
выполнение функции (F1, F2, Fn, 290T) с использованием автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области в качестве входного для анализатора (290F) состояния.
Вариант Е13 осуществления настоящего изобретения.
Устройство для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой (fROT), включающее
первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fs) дискретизации с целью формирования цифрового сигнала (SMD, SENV, SRED1) электрического измерения в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения;
устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (P(i)) сигнала положения, для указания на моментальные угловые положения упомянутой вращающейся части;
первый дециматор (310) для выполнения прореживания цифрового сигнала (SMD, SENV) данных измерений с целью получения первого цифрового сигнала (SRED1), имеющего первую пониженную частоту (fSR1) дискретизации, таким образом, что первая пониженная частота (fSR1) дискретизации понижена с целочисленным коэффициентом (М) по сравнению с исходной частотой (fS) дискретизации;
второй дециматор (470, 470В) для формирования второго цифрового сигнала (SRED2, R), имеющего пониженную частоту (fSR21) дискретизации, в ответ на упомянутый цифровой сигнал (SRED1),
устройство (230; 290, 290Т; 294, 290, 290F) оценки для выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния с целью анализа состояния машины в зависимости от упомянутого цифрового сигнала (SRED2),
имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации; в котором
формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью записи временной последовательности значений (Se(i), SQ) дискретизации измерений упомянутого цифрового сигнала (SMD) данных измерений и упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью записи временной последовательности упомянутых значений (Рщ) сигнала (Ер) положения таким образом, чтобы существовало
первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2), по меньшей мере, между некоторыми из записанных значений (P(i)), и таким образом, чтобы существовало
второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (Рщ) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных значений (Se(i), SQ) дискретизации;
при этом упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью формирования значения, указывающего ускорение (а, а1-2, а2-3) упомянутой вращающейся части (8) в зависимости от упомянутого первого временного соотношения ndiff, ndiff1, ndiff2);
при этом упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью формирования значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8) в зависимости от упомянутого значения, указывающего ускорение (а, a1-2, а2-3) и определенного значения времени, таким образом, что значение (VT1, VT2, fROT) частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных значений (Se(i), S(j)) отсчетов измерений; при этом
упомянутый второй дециматор (470, 470В) выполнен с возможностью выполнения прореживания в зависимости от упомянутого значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения.
Вариант Е14 осуществления настоящего изобретения.
Устройство для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой (fROT), включающее
первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fS) дискретизации с целью формирования цифрового сигнала (SMD, SENV) данных измерений в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения;
устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (Рщ) сигнала положения, для указания на моментальные угловые положения упомянутой вращающейся части;
первый дециматор (310) для выполнения прореживания цифрового сигнала (SMD, SENV) данных измерений с целью получения первого цифрового сигнала (SRED1), имеющего первую пониженную частоту (fSR1) дискретизации, таким образом, что первая пониженная частота (fSR1) дискретизации понижена с целочисленным коэффициентом (М) по сравнению с исходной частотой (fS) дискретизации;
второй дециматор (470, 470В) для формирования второго цифрового сигнала (SRED2, R), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации, в ответ на упомянутый первый цифровой сигнал (SRED1),
устройство (230; 290, 290Т, 294, 290, 290F) оценки для выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния с целью анализа состояния машины в зависимости от упомянутого цифрового сигнала (SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации; в котором
формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью записи временной последовательности значений (Se(i), S(j)) отсчетов упомянутого цифрового сигнала (SMD); при этом
упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью записи временной последовательности значений (Рщ) упомянутого сигнала (Ер) положения таким образом, чтобы существовало
первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2), по меньшей мере, между некоторыми из записанных значений (P(i)), и таким образом, чтобы существовало
второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (P(i)) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных значений (Se(i), S(j)) отсчетов; при этом
упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью формирования значения, указывающего изменение (dfROT, а, a1-2, а2-3) частоты вращения упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от упомянутого первого временного соотношения (ndiff, ndiff1, ndiff2); и
упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью формирования значения частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от
упомянутого значения, указывающего изменение (dfROT, a, a1-2, а2-3) частоты вращения и определенного значения времени,
таким образом, что значение частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных значений (Se(i), S(j)) отсчетов измерений; при этом
упомянутый второй дециматор (470, 470В) выполнен с возможностью выполнения прореживания в зависимости от упомянутого значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения. Вариант Е15 осуществления настоящего изобретения.
Устройство для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой (fROT), включающее
первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fS) дискретизации с целью формирования цифрового сигнала (SMD, SENV) электрического измерения в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения;
устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (Рщ) сигнала положения, для указания на моментальные угловые положения упомянутой вращающейся части;
формирователь (601) значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи временной последовательности значений (Se(i), S(j)) отсчетов упомянутого цифрового сигнала (SMD); при этом
упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью записи временной последовательности значений (Рщ) упомянутого сигнала (Ер) положения таким образом, чтобы существовало
первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2), по меньшей мере, между некоторыми из записанных значений (P(i)), и таким образом, чтобы существовало
второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (Рщ) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных значений (Se(i), SQ) отсчетов; при этом
упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью формирования значения, указывающего изменение (dfROT, а, a1-2, а2-3) частоты вращения упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от упомянутого первого временного соотношения (ndiff, ndiff1, ndiff2); и
упомянутый формирователь значений частоты вращения выполнен с возможностью формирования значения частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от упомянутого значения, указывающего изменение (dfROT, a, a1-2, а2-3) частоты вращения и определенного значения времени,
таким образом, что значение частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных значений (Se(i), S(j)) отсчетов измерений.
Вариант Е16 осуществления настоящего изобретения.
Устройство для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой (fROT), включающее
первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fS) дискретизации с целью формирования цифрового сигнала (SMD, SENV) электрического измерения в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения;
устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (P(i)) сигнала положения, для указания на моментальные угловые положения упомянутой вращающейся части; и
формирователь (601) значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи временной последовательности значений (Рщ) упомянутого сигнала положения таким образом, чтобы существовало первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2), по меньшей мере, между некоторыми из записанных значений (P(i)); при этом
упомянутый формирователь значений частоты вращения включает функциональность, предназначенную для различения между фазой вращения с постоянной частотой (S#30) и фазой ускорения (S#40) в ответ на упомянутое первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2) между, по меньшей мере, некоторыми из записанных значений (Рщ) сигнала положения.
Вариант Е17 осуществления настоящего изобретения.
Устройство для анализа состояния машины, имеющей часть, которая вращается с частотой (fROT), включающее
первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fS) дискретизации с
целью формирования цифрового сигнала (SMD, SENV) электрического измерения в ответ на упомянутый принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения;
устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (Рщ) сигнала положения, для указания на моментальные угловые положения упомянутой вращающейся части; и
формирователь (601) значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи временной последовательности упомянутых значений (Pw) сигнала положения таким образом, что имеются угловые расстояния (A-FIp1-p2, A-FIp2-p3) и соответствующие интервалы (A-Tp1-p2; A-Tp2-p3) времени между по меньшей мере тремя последовательными сигналами (Р1, Р2, Р3) положения, при этом
формирователь (601) значений частоты вращения выполняет установление по меньшей мере двух моментальных значений (VT1; VT2) частоты вращения на основе упомянутых угловых расстояний (A-FIp1-p2, A-FIp2-p3) и упомянутых интервалов (A-Tp1-p2; A-Tp2-p3) времени.
Вариант Е18 осуществления настоящего изобретения.
Устройство в соответствии с вариантом Е17 осуществления настоящего изобретения, в котором дополнительные значения моментальной частоты вращения для вращающейся части (8) устанавливаются при помощи интерполяции между по меньшей мере двумя значениями (VT1, VT2) моментальной частоты вращения.
Вариант Е19 осуществления настоящего изобретения.
Устройство в соответствии с вариантом Е17 осуществления настоящего изобретения, в котором формируется разность (VDCM) частот вращения в зависимости от упомянутых по меньшей мере двух значений (VT1; VT2) частоты вращения, например, при помощи вычисления
VDCM = VT2 - VT1.
Вариант Е20 осуществления настоящего изобретения.
Устройство в соответствии с вариантом Е17, Е18 или Е19 осуществления настоящего изобретения, в котором
формирователь (601) значений частоты вращения выполняет установление (S#70) первого значения (VT1) частоты вращения в зависимости от углового расстояния (A-FIp1-p2) между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения, а также в зависимости от соответствующего первого интервала (A-Tp1-p2) времени; при этом
формирователь (601) значений частоты вращения выполняет установление (S#100) второго значения (VT2) моментальной частоты вращения в зависимости от углового расстояния (A-Fip2-p3) между первым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения, а также в зависимости от соответствующего второго интервала (A-Tp2-p3) времени.
Вариант Е21 осуществления настоящего изобретения.
Устройство (14, 920) в соответствии с вариантом Е20 осуществления настоящего изобретения, в котором
формирователь (601) значений частоты вращения выполняет назначение (S#80) вычисленного первого значения (VT1, V(t1)) в первый временной слот (t1), посередине между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения; при этом
формирователь (601) значений частоты вращения выполняет назначение (S#110) вычисленного второго значения (VT2, V(t2)) частоты вращения во второй временной слот (t2), посередине между вторым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения.
Вариант Е22 осуществления настоящего изобретения.
Устройство (14, 920) в соответствии с вариантом Е21 с включением варианта Е19 осуществления настоящего изобретения, в котором
разность (VA) частот вращения делят на количество временных слотов между вторым серединным временным слотом и первым серединным временным слотом с целью формирования значения dV разности частот вращения, указывающего разность частот вращения между соседними слотами.
ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ
1. Устройство (14, 920) для анализа состояния машины, имеющей часть, которая выполнена с возможностью вращения с частотой (fROT) вращения, включающее
первый датчик (10), выполненный с возможностью формирования аналогового сигнала (SEA) электрического измерения в зависимости от механических вибраций (VMD), возникающих в результате вращения упомянутой части;
аналого-цифровой преобразователь (40, 44), выполненный с возможностью дискретизации упомянутого аналогового сигнала (SEA) электрического измерения с исходной частотой (fS) дискретизации для формирования цифрового сигнала (SMD, SENV, SRED1) электрического измерения в ответ на принятый аналоговый сигнал (SEA) электрического измерения;
устройство (420) для формирования сигнала (Ер) положения, имеющего последовательность значений (Рщ) сигнала положения, для индикации моментальных угловых положений упомянутой вращаю- 51
щейся части и
формирователь (601) значений частоты вращения, выполненный с возможностью записи
временной последовательности дискретных значений (Se(i), S(j)) упомянутого цифрового сигнала (SMD, SENV, SRED1) электрического измерения,
временной последовательности упомянутых значений (Pw) сигнала положения таким образом, что имеются угловые расстояния (A-FIp1-p2, A-FIp2-p3) и соответствующие интервалы (A-Tp1-p2; A-Tp2-p3) времени между по меньшей мере тремя последовательными сигналами (P1, P2, Р3) положения, и
временной информации (i, dt; j), так что индивидуальные дискретные значения (S(j)) данных измерений ассоциированы с данными, указывающими время (i, dt; j) и угловое положение (P(i)); при этом
формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью при работе выполнять установление по меньшей мере двух моментальных значений (VT1; VT2) частоты вращения на основе упомянутых угловых расстояний (A-FIp1-p2, A-FIp2-p3) и упомянутых соответствующих интервалов (A-Tp1-P2; A-Tp2-p3) времени, и упомянутое устройство для анализа состояния машины также содержит
устройство (230; 290, 290Т; 294, 290, 290F) оценки для выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния;
отличающееся тем, что
формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью при работе выполнять установление дополнительных моментальных значений (fROT(i)) частоты вращения вращающейся части (8) при помощи интерполяции между по меньшей мере двумя моментальными значениями (VT1, VT2) частоты вращения таким образом, что интерполированное дополнительное моментальное значение (fROT(i)) частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записываемых дискретных значений (Se(i), SQ) цифрового сигнала электрического измерения; и упомянутое устройство для анализа состояния машины дополнительно содержит
дециматор (310, 470, 470В) для формирования второго цифрового сигнала (SRED2, R), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации, в ответ на упомянутый цифровой сигнал (SMD, SENV, SRED1) данных измерений, при этом упомянутый дециматор (470, 470В) выполнен с возможностью понижения частоты дискретизации в зависимости от упомянутого интерполированного дополнительного моментального значения (fROT(q), VT1, VT2, fROT) частоты вращения,
при этом указанное устройство (230; 290, 290Т; 294, 290, 290F) оценки выполнено с возможностью выполнения указанной функции (F1, F2, Fn) анализа состояния в зависимости от упомянутого второго цифрового сигнала (SRED2).
2. Устройство (14, 920) по п.1, в котором
формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#70) первого значения (VT1) частоты вращения в зависимости от
углового расстояния (A-FIp1-p2) между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения, а также в зависимости от
соответствующего первого интервала (A-Tp1-p2) времени; и
формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#100) второго моментального значения (VT2) частоты вращения в зависимости от
углового расстояния (A-FIp2-p3) между первым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения, а также в зависимости от
соответствующего второго интервала (A-Tp2-p3) времени; при этом
формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) дополнительных моментальных значений частоты вращения вращающейся части (8) при помощи интерполяции между, по меньшей мере, первым моментальным значением (VT1) частоты вращения и вторым моментальным значением (VT2) частоты вращения.
3. Устройство (14, 920) по п.1 или 2, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью вычисления первого моментального значения (VT1) частоты вращения как
VT1=1/(ndiff1-dt),
где VT1 - первое моментальное значение частоты вращения,
ndiff1 - количество временных слотов между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения; и
dt - длительность временного слота.
4. Устройство (14, 920) по любому из пп.1, 2 или 3, в котором
формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью назначения (S#80) первого моментального значения (VT1, V(t1)) в первый серединный временной слот (t1), находящийся посередине между первым сигналом (Р1) положения и вторым сигналом (Р2) положения.
5. Устройство (14, 920) по любому из пп.1, 2, 3 или 4, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью вычисления (S100) второго моментального значения (VT2) частоты вращения как
VT2= 1/(ndiff2 • dt),
где VT2 - второе моментальное значение частоты вращения,
ndiff2 - количество временных слотов между вторым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения и
dt - длительность временного слота.
6. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-5, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью назначения (S#110) второго моментального значения (VT2, V(t2)) частоты вращения во второй временной слот (t2), находящийся посередине между вторым сигналом (Р2) положения и третьим сигналом (Р3) положения.
7. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-6, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления первого значения (а12) ускорения как
а12 = (VT2-VT1)/((iVT2 - iVn) • dt), где iVT1 - число, указывающее временной слот, который связан с первым моментальным значением VT1 частоты вращения;
iVT2 - число, указывающее временной слот, который связан со вторым моментальным значением VT2 частоты вращения; и
dt - длительность временного слота.
8. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-7, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений (V(t12)) частоты вращения в зависимости от упомянутого первого значения (а12) ускорения.
9. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-8, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений (V(t12)) частоты вращения в соответствии со следующим уравнением:
V(b) = Vft) + a • (t12 -t1),
где t12 - момент времени после первого серединного временного слота t1 и перед вторым серединным временным слотом (t2);
V(t12) - значение частоты вращения, указывающее частоту вращения в момент t12 времени; и
V(t1) - первое моментальное значение частоты вращения.
10. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-8, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений частоты вращения при помощи линейной интерполяции.
11. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-8, в котором формирователь (601) значений частоты вращения выполнен с возможностью установления (S#140) упомянутых дополнительных моментальных значений частоты вращения при помощи нелинейной интерполяции.
12. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-11, также содержащее выделитель для выполнения автокорреляции упомянутого второго цифрового сигнала (SRED2) с получением автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации;
при этом упомянутое устройство (290Т) оценки выполнено с возможностью выполнения указанной функции (F1, F2, Fn, 290T) анализа с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О).
13. Устройство (14, 920) по любому из пп.1-11, также содержащее
выделитель для выполнения автокорреляции упомянутого второго цифрового сигнала (SRED2) с получением автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации;
преобразователь (294, 94) для выполнения быстрого преобразования Фурье (294, 94) с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного сигнала с получением автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области,
при этом упомянутое устройство (290Т) оценки выполнено с возможностью выполнения указанной функции (F1, F2, Fn, 290F) анализа с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в частотной области.
14. Способ анализа состояния машины, имеющей вращающуюся часть, в котором
формируют сигнал (Ер) положения, указывающий угловое положение упомянутой вращающейся части;
формируют аналоговый сигнал (SEA) измерений в зависимости от механических вибраций, возникающих в результате вращения упомянутой части;
выполняют дискретизацию упомянутого аналогового сигнала (SEA) измерений для формирования цифрового сигнала (SMD) данных измерений, имеющего частоту (fS, fSR1) дискретизации, в ответ на упомянутый аналоговый сигнал (SEA) измерений;
выполняют прореживание цифрового сигнала (SMD) данных измерений для получения цифрового сигнала (SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации;
выполняют функцию (F1, F2, Fn) анализа состояния для анализа состояния машины в зависимости от упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2, О), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации; при этом упомянутое прореживание включает
запись временной последовательности дискретных значений (Se(i), SQ) упомянутого цифрового сигнала (SMD) данных измерений и
запись временной последовательности значений (Pw) упомянутого сигнала (Ер) положения таким образом, что имеется
первое временное соотношение (ndiff, ndiff1, ndiff2) между по меньшей мере некоторыми из записанных значений (Рщ), и таким образом, что имеется
второе временное соотношение между по меньшей мере одним из записанных значений (Pw) сигнала положения и по меньшей мере одним из записанных дискретных значений (Se(i), SQ) цифрового сигнала данных измерений;
формируют значение, указывающее изменение (dfROT, а, a1-2, а2-3) частоты вращения упомянутой вращающейся части (8), в зависимости от упомянутого первого временного соотношения (ndiff, ndiff1,
ndiff2);
формируют при помощи интерполяции значение (VQ, FROT(j)) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8) в зависимости от упомянутого значения, указывающего изменение (dfROT, а, а1-2, а2-3) частоты вращения и определенного значения времени,
таким образом, что сформированное значение (VQ, FROT(j)) частоты вращения указывает частоту вращения в момент регистрации по меньшей мере одного из упомянутых записанных дискретных значений (Se(i), S(j)) цифрового сигнала данных измерений; при этом
упомянутое прореживание выполняют в зависимости от упомянутого значения (VT1, VT2, fROT) частоты вращения.
15. Способ по п.14, в котором упомянутое определенное значение времени зависит от упомянутого второго временного соотношения.
16. Способ по п.14, в котором упомянутое определенное значение времени представляет собой упомянутое второе временное соотношение.
17. Способ по любому из предшествующих пунктов, в котором шаг записи временной последовательности значений (Pw) сигнала (Ер) положения включает следующие шаги:
запись первого значения (P1(i)) упомянутого сигнала (Ер) положения и информации, указывающей время появления упомянутого первого значения (Р1щ) сигнала положения;
запись второго значения (P2W) упомянутого сигнала (Ер) положения и информации, указывающей время появления упомянутого первого значения (P2W) сигнала положения;
при этом способ также включает следующий шаг:
установление первого значения (VT1) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части (8) в первый момент времени между появлением упомянутого первого значения (Р1щ) сигнала положения и появлением упомянутого второго значения (P2(i)) сигнала положения.
18. Способ по п.17, включающий также
идентификацию выбранного записанного значения (S(q)) данных измерений и
идентификацию момента (i, q) регистрации упомянутого выбранного записанного значения (Se(i), S(q)) данных измерений;
установление значения (At), указывающего первый временной интервал от упомянутого первого момента времени до упомянутого момента (i, q) регистрации выбранного записанного значения (Se(i), S(q)) данных измерений;
установление второго значения (Vp30, Vp40, Vp50, Vp60, fROT) частоты вращения, указывающего моментальную частоту вращения упомянутой вращающейся части в упомянутый момент (i, q) регистрации в зависимости от упомянутого первого значения (VT1) частоты вращения, упомянутого первого интервала времени, и информации, указывающей изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени.
19. Способ по п.18, в котором упомянутая информация, указывающая изменение частоты вращения в течение первого интервала времени, представляет собой упомянутое значение, указывающее ускорение
(а а2-3).
20. Способ по п.18, в котором упомянутая информация, указывающая изменение частоты вращения в течение упомянутого первого интервала времени, представляет собой упомянутое значение, указывающее изменение (dfROT, a, a1-2, а2-3) частоты вращения.
21. Способ по любому из пп.14-20, в котором шаг выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состояния включает
выполнение автокорреляции упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2), имеющего пониженную частоту (fSR1, fSR2) дискретизации, для получения автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (fSR2) дискретизации; и
выполнение функции (F1, F2, Fn, 290T) с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного сигнала для анализатора (290Т) состояния.
22. Способ по любому из пп.14-20, в котором шаг выполнения функции (F1, F2, Fn) анализа состоя
22.
ния включает
выполнение автокорреляции упомянутого цифрового сигнала (SRED, SRED2), имеющего пониженную частоту (fsR1, fsR2) дискретизации, для получения автокоррелированного цифрового сигнала (О), имеющего пониженную частоту (fsR2) дискретизации;
выполнение быстрого преобразования (294, 94) Фурье с использованием автокоррелированного цифрового сигнала (О) в качестве входного сигнала для устройства (294, 94) быстрого преобразования Фурье для получения автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области и
выполнение функции (F1, F2, Fn, 290T) анализа с использованием автокоррелированного цифрового сигнала в частотной области в качестве входного сигнала для анализатора (290F) состояния.
23. Способ по любому из пп.14-22, в котором указанная интерполяция является линейной интерполяцией.
24. Способ по любому из пп.14-22, в котором указанная интерполяция является нелинейной интерполяцией.
S1040
вычисление
выходного сигнала S MDP j- S1050
Фиг. 10А
KJo)* I(io + SSTART + io+1
ICkrH)*Kio+l+
S^TABT + to)
io+n
I(lo+D),If"0+n+ S START + to)
Iftr+QfiWOTH-D*
I(io + CiEHoni-l+
SsTABT+to)
SMDP(tO)=. J^PV,rt"
tatt>
iff4-l
to + 1
Kio+l)*l(3"+l+ SSTART+ W-1)
...
io+n
to+1
I(io+ti)*I(ie+n+ SSTART+ to+I)
...
io+Qjnwrnr
to+1
ВДо+ QsNUTH-l)* I(i" + CLEscmrl+ SSTART + to+1)
SMDP((0+1)= Јp(f,(0+l) wo
...
Фиг. 10Н
4 8
Фиг. 14В
Фиг. 15В
Фиг. 19Е
Евразийская патентная организация, ЕАПВ Россия, 109012, Москва, Малый Черкасский пер., 2
027344
027344
- 1 -
- 1 -
(19)
027344
027344
- 1 -
- 1 -
(19)
027344
027344
- 4 -
- 3 -
(19)
027344
027344
- 50 -
027344
027344
- 53 -
- 53 -
027344
027344
- 56 -
- 56 -
027344
027344
- 57 -
- 57 -
027344
027344
- 57 -
- 57 -
027344
- 59 -
- 58 -
027344
- 59 -
- 58 -
027344
- 59 -
- 60 -
027344
027344
- 61 -
- 61 -
027344
027344
- 62 -
- 62 -
027344
027344
- 65 -
- 65 -
027344
027344
- 66 -
- 66 -
027344
027344
- 67 -
- 67 -
027344
- 69 -
- 70 -
027344
- 69 -
- 70 -